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1、新的互补序列在雷达通信一体化中的应用摘要：随着信息化战争样式的演化，为增强作战平台的电子战能力，提高其 在战争中的生存率，平台需具备雷达、通信、侦察和灵巧干扰功能。但是，在单 武器平台配备如此多的电子设备势必消耗平台的空间增加平台的负重，增加系统 间的电磁干扰，削弱作战平台的隐身性能和作战的机动性。解决以上问题的一种 有效途径，就是实现射频综合一体化。射频综合一体化能实现单个平台的通用性、 小型化和多功能化，使平台涌现更强的电子战能力和生存能力。自美海军多功能 射频系统和美空军的先进综合航空电子系统实装应用之后，为了进一步提升单平 台在未来化电子战争中的智能化水平，学术界对未来多功能电子系统的
2、发展做了 不同角度的分析和展望，其中对一体化深耦合波形共享的研究成为主要的研究热 点之一。关键词：新的互补序列；雷达通信；一体化；应用1互补码的概念及其特性假设一对等长序列Xn=x(1)，x(2)，x(n) 和Yn = y(1)，y(2)，y(n) ，其中n代表两个序列的长度。若这两 个序列的自相关满足：此.,一=吏 中工一=2if. r = U式中，t表示时间偏移；*表示复共轭；Rx，x(t )和Ry，y(T) 分别表示序列Xn和丫祯勺自相关函数，则这一对序列被称为互补码。若设X n，Yn 和 Xn，Yn 分别代表长为n的两对互补码，若 Xn，Y n和 Xn，Yn 满足：即两对互补码的互相关
3、函数和为零，则称这一对互补码为完全互补码。由式 (1)和式(2)可以看出，互补码具有理想的自相关特性，当进行目标回波脉 压处理时，脉压信号旁瓣为零，适合于在低信噪比条件下的弱小目标检测。一组 完全互补码间互相关函数为零，适合于多数据传输通道间低互相性的要求。基于 单基地雷达通信一体化系统，发射信号的大占空比产生了探测的近距离盲区，近 距离回波部分被遮挡，使得互补码的相关特性降低，主旁瓣比下降，严重影响了 对低信噪比下弱小目标的检测。假设采用32个码元的互补码序列，图1在回波 被遮掩4个码元时，信号匹配滤波图，存在较大的旁瓣信号。图2为不同的遮掩 码元与峰值旁瓣的关系图，由于互补码的前后两部分码
4、元也存在互补关系，所以 当遮掩一半码元时回波与本地序列间存在较好的相关特性。图1回波遮掩4个码元时的匹配滤波2 遮掩码元与峰值旁瓣的关系图波形设计2.1基于离散傅里叶变换矩阵循环扩展的互补码文献提出的完全互补码组生成算法较为复杂，若矩阵的维数较大时，互补码 构造难度较大。针对此类情况，本文提出了一种基于离散傅里叶变换矩阵循环扩 展的互补码设计方法。对于任意整数，则NXN阶离散傅里叶变换矩阵可以定义 为L1-ILTT1- I氏=LK.社声“Ltx”项.式中，w=exp（i2n/N），i=榛一 1。假设 FkN（OWkWN 一1）可通过FNO循环k次得到。假设循环串联扩展得到的4X4阶矩阵集合 为
5、FN=FkN：k=0，1，2，N1 ，代表一个（N，N，N）一互补码序列族。雷达要求互补码要具有适当的序列长度，通信为了满足多用户 数据的传输，需要构造较多的互补码序列，则需增加式（3）矩阵的维数，序列 构造的复杂度进一步加大。因此，本文提出一种基于离散傅里叶矩阵循环扩展的 完全互补码构造方法，其具体方法如下所示：乱乩儿岛 A, BiAfii A .fi, A, 孔岳瓦瓦 huIlB 涡“A,a. AWi/!iJyLAL 日兀底儿Al式中，若A1为实数，则A1为一A1，若A1为复数，则A1为A1 的复共轭。可以看出，在式（4）中经过两次循环扩展后，互补码的长度变为原 码序列长度的4倍。因此，若
6、原序列的长度为N，则通过式（4）循环扩展r次 可构造2r个长度为N2r的互补序列。2.2基于离散傅里叶变换矩阵循环扩展互补码的子码分段互补特性在回波遮挡情况下，互补码互补特性被破坏，如图1与图2所示，匹配滤波 处理后出现高旁瓣，影响目标检测效果。通过详细分析基于离散傅里叶变换矩阵 循环扩展完全互补码的结构特征和设计方法，得出所构造的互补码中子码存在分 段互补特性，即对于一对互补码（A，B），任意截取长度为（2iVN，0V iVI，N为互补码的长度，1为正整数）的子码（A1，B2）也为互补码，I 2, + fcnr 0 其非周期自相关函数之和则称所构造的互补码具有分段互补特性。即互补序列（A，B
7、 ）可以分为长度为2i的n子序列：|4- 一心标用.止=玖皿1,乩根据式（4）的构造方法，可以得知，长度为2i的序列An与B n，An1，An 与Bn1，Bn，An2，An1，A n与Bn 2，Bn 1，Bn，An 3，An 2，An 1，A n与】Bn 3，Bn 2，Bn1，Bn 等原序列的部分序列都构成了 互补序列。3互补码在雷达通信一体化中的应用在基于完全互补码的一体化系统中，采用码分多址与多载波调制相结合的结 构。通过式（4）的扩展方法，完全互补码被扩展为N对，则系统中可以同时存 在N个用户（处理通道），这就意味着每个处理通道采用4个互补码集作为本身 的地址码，用以完成子码间的相关函数
8、旁瓣对消。基于互补码的第k个通道的结 构示意图如图3所示，互补码内的不同序列在不同的频率上发送。若互补码有4 个子码，其载波集分别为Fk+fk1，Fk+fk2，Fk+fk3，Fk +fk4。第k个通道数据串并变换后分别与互补码的4个互补序列子码Ak 0，Ak1，Ak2，Ak3相乘，再调制到4个不同载频的子载波上，得到扩 频数据信号。在接收端与本地扩频互补码AkO，Ak1，Ak2，Ak3进行 解扩处理。若第k个通道的通信数据为ak，4个子载波互补序列相关处理的输 出为Outk1，则Outk1可以表示为0，0，2 Nak， o，o 。假设k个通道代表信道中的k个用户，每个用户采用二进制相移键控(b
9、inary phase shift keying,BPSK )的 直接序列扩频调制(direct sequence spread spe ctrum,DS SS)。则Outkl输出可以表示为0,，0,2 N, 0,，0 或0,，0,2N,0,，0 ，通过符号判决器，可得到通信数据。输出信号Outk2为雷达的接收信号。每个相位编码信号包括 M个码元，N个相位编码(MCPC)信号通过N个子载波同时发射，则第k个 通道编码的基带信号可以描述为舟”=此习习也心一成一 1用皿MjEm. A WJi式中，ak为用户数据；s(t)=l,OWtWtb；bk,n,m为第 k个用户在第n个编码调制载波的第m个元素
10、，可以表示为若 bk,n,m 是四相序列， Q On,m 可取(n/2,0,n/2, n)。多载波直扩雷达通信一体化处理框图如图4所示，频率集Fk(lWkW N)间的频差等于码元宽度tb倒数的4倍，则N个频率集构成一个具有4 N 个子载波的OFDM结构，则每个子载波间的频率间隔为码元倒数。通信用户数 据先经过BPSK调制后串并转换分为N个并行数据流，每个并行的数据流进入 相应的复制模块复制为4路相同的数据，对每4路数据流中的比特进行扩频。扩 频后的数据进行快速傅里叶逆变换(inverse fast Fourie r transform,IFFT )和并串变换，最后所有通道的信号并串变 换后形成
11、发射信号，经过成型滤波器，由射频单元发射。在接收端，接收信号经 过串并变换，进行4 N点的快速傅里叶变换(fast Fouriertr ansform,FFT)运算，每4个子载波按序送入相关器，每个相关器中 的处理与图3中接收处理一致，N个通道输出N个传输数据，进行并串转换得到 用户数据。则具有N个传输通道完全互补码的雷达通信一体化基带信号可以表示 为id MGf/)=况叫 习 习虹 gH (ra j)/*)eKp(j2r ) 4 1 I 一I在发送端和接收端利用FFT及IFFT可以很容易地恢复和产生具有此结 构的多载波信号，而无需增加发射机和接收机的复杂性。可以看出，基于完全互 补码的雷达通
12、信一体化不仅可满足通信多用户传输的需求，具有理想的自相关特性，适合于在低信噪比条件下的弱小目标检测。图3基于完全互补码的第k个通道的发射和接收结构图图4 基于N个完全互补码的雷达通信一体化框图4实现方法及其性能仿真4.1基于子互补码的分段匹配滤波通过基于离散傅里叶变换矩阵循环扩展的完全互补码具有码间分段互补特性 作为单基地雷达通信一体化系统，若在一定的回波遮掩率下，若进行全码的脉冲 压缩处理，则存在高旁瓣。为了解决这个问题，采用文献提出的分段互补的匹配 滤波方法，不再采用对整个接收期信号进行匹配滤波，而是根据距离段时延分段 对回波信号进行脉冲压缩处理，再根据距离段对脉冲压缩结果进行拼接。每个码
13、 元对应的距离为1.5km。假设雷达的最小探测距离为6km，则非遮挡区至 少要包含4个码元。当采用长度为32的完全互补码时，目标在48km之内存 在回波遮挡。目标延时以式(9)进行分段处理：2ntbWTW2n+ltb,n = 2,3,4(9)则每次样本分段的截取起始时间为2ntb，匹配滤波样本序列函数由后向 前截取2的幕次方长度进行脉压，脉压后的拼接距离段为2ntbc/2, 2n+ltbc/2。当T32tb时，回波无遮挡。因此，根据目标 距离延时，可将32为的互补码分为4段，如表1所示。表1 距离分段匹配滤波A W 1 *：A * *出志M供* 豚言址 M 4 kiuyr. M 跖尊* d多耳
14、ZE K 日 * * X瓦卜E十* a卫E b胞鼻日12-24wyr,编琢H E日w *置2-11 &尊3凯t 4卜32岫七毛巳，* *出48假设目标1、目标2和目标3分别在1 0km，20km，30km处，回 波的信噪比为10dB。在采用仅32位长码进行3个目标的脉压处理图。由表 1可以看出，3个目标分别处在不同的3个遮挡距离段。由图5(a)、图5 (c)和图5(e)可以看出，3个目标分别处于的遮掩区域存在很高的副瓣， 强目标旁瓣不仅会造成大量虚警，而且会影响弱目标的检测。图5(b)、图5 (e)和图5(f)为采用分段距离脉压的结果，由图可以看出，采用基于子码 的分段互补方法进行匹配滤波处理
15、后旁瓣大大降低，可以清楚看到辨析遮挡区域 的目标。图6为两个目标分别位于30km和70km处的脉压图，采用基于子 码的分段互补方法可以检测任何遮挡区域的目标，基本克服了设计的高占空比信 号带来的回波遮掩问题。12347目#成每，质G0CI标#由古L0虹小曲星码豚而的果|构:由，:离为k皿的全晚*JI.陪华n 标 E1 简 AftMW(e) 1荷IE盅为JU k m的仑炳UU挪地4.2通信性能分析由于附近目标的反射或者散射等原因，雷达回波到达接收天线的路径不同， 使得通信接收信号存在多径现象，多径现象将会引起子载波间干扰，即子载波间 的正交性遭到破坏，使得互补码的互补特性减弱。在OFDM通信技术中，为了 对抗多径引起的符号间干扰（inter
