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1、第2 章 有源箝位正激变换器的工作原理2.1 有源箝位正激变换器拓扑的选择单端正激变换器具有结构简单、工作可靠、成本低廉、输入输出电气隔 离、易于多路输出等优点，因而被广泛应用在中小功率变换场合。但是它有 一个固有缺点：在主开关管关断期间，必须附加一个复位电路，以实现高频 变压器的磁复位，防止变压器磁芯饱和 36。传统的磁复位技术包括采用第 三个复位绕组技术、无损的LCD箝位技术以及RCD箝位技术。这三种复位 技术虽然都有一定的优点，但是同时也存在一些缺陷37-39。(1) 第三复位绕组技术 采用第三个复位绕组技术正激变换器的优点是 技术比较成熟，变压器能量能够回馈给电网。它存在的缺点是：第三
2、复位绕组使得变压器的设计和制作比较复杂；变 压器磁芯不是双向对称磁化，因而利用率较低；原边主开关管承受的电压应 力很大。(2) RCD 箝位技术 采用 RCD 箝位技术正激变换器的优点是电路结构 比较简单，成本低廉。它存在的缺点是：在磁复位过程中，磁化能量大部分都消耗在箝位网络 中，因而效率较低；磁芯不是双向对称磁化，磁芯利用率较低。(3) LCD 箝位技术 采用无损的 LCD 箝位技术正激变换器的优点是磁 场能量能够全部回馈给电网，效率较高。它存在的缺点是：在磁复位过程中，箝位网络的谐振电流峰值较大，增 加了开关管的电流应力和通态损耗，因而效率较低；磁芯不是双向对称磁化， 磁芯利用率较低。而
3、有源箝位正激变换器是在传统的正激式变换器的基础上，增加了由箝 位电容和箝位开关管串联构成的有源箝位支路，虽然与传统的磁复位技术相 比，有源箝位磁复位技术增加了一个箝位开关管，提高了变换器的成本，但 是有源箝位磁复位技术有以下几个优点：(1) 有源箝位正激变换器的占空比可以大于 0.5，使得变压器的原副边匝比变大，从而可以有效地减少原边的导通损耗；(2) 在变压器磁复位过程中，寄生元件中存储的能量可以回馈到电网， 有利于变换器效率的提高；(3) 变压器磁芯双向对称磁化，工作在 B-H 回线的第一、三象限，因而 有利于提高了磁芯的利用率；(4) 有源箝位正激变换器的变压器原边上的电压是是有规律的方
4、波，能 够为副边同步整流管提供有效、简单的自驱动电压信号，因而大大降低了同 步整流电路的复杂度。图 2-1 低边有源箝位电路Fig. 2-1 Low-Side active clamp circuitT CVT4D4RN1:N2VT3VT1D1CrC 4:_l oos4CoVin VT2图 2-2 高边有源箝位电路Fig. 2-2 High-Side active clamp circuit图 2-1 和图 2-2 是两种有源箝位正激变换器电路，这两种电路虽然看上 去非常相似，但在工作细节的具体实现上还是存在着不少差别 40。本设计 采用的是如图 2-1 所示的低边箝位电路。在此对这两种电路的
5、不同点做一个 简要的分析。(1) 箝位电路的构成 如图 2-1 所示的有源箝位电路由一个 P 沟道功率 MOSFET 和一个箝位电容串联组成，并联在主功率开关管的两端，一般称 之为低边箝位电路。如图 2-2 所示的有源箝位电路由一个 N 沟道功率 MOSFET 和一个箝位电容串联组成，并联在变压器的两端，称之为高边箝 位电路。这两种电路之所以选用的功率 MOSFET 的沟道不同，主要是因为其内 部体二极管的导通方向不同。对于相同的电压和相同的模片区域，P沟道功 率 MOSFET 比 N 沟道功率 MOSFET 的通态电阻要更高，通态损耗要更大， 而且价格也要更贵。(2) 箝位电容上的电压 忽略
6、电路中漏感的影响，根据变压器一次侧绕 组两端伏秒积平衡的原理，可以得到低边箝位电路中箝位电容电压表达式 为：VV = i(2-1)c 1 - D由式(2-1)可知，V的表达式和升压式(Boost)变换器的输出电压表达式一 c样，因而图 2-1 所示的电路又称为升压式箝位电路。同理，可以得到高边箝位电路中箝位电容电压：V =(2-2)c 1 - D由式(2-2)可知，V的表达式和反激(Flyback)变换器的输出电压表达式一 c样，因而图2-2所示的电路又称为反激式箝位电路。(3) 栅极驱动的实现方法 箝位电路选择的不同，对箝位开关管的栅极 驱动的要求也就不同。对于高边箝位电路中的箝位开关管的驱
7、动来说，箝位开关管 VT2 要采 用浮驱动，因而需要通过高边栅驱动电路或一个专用的门极驱动变压器来实 现。而低边箝位电路的箝位开关管为 P 型管，那么对于它的驱动来说，只需 要由一个电阻、一个电容和一个二极管组成电平位移电路即可实现。相对于 低边箝位电路中的箝位开关管的驱动设计来说，高边箝位电路中的箝位开关 管的驱动相当麻烦而且成本也较高。关于箝位开关管栅驱动的具体设计方法 将在以后的章节中进行详细地论述。本课题选用的是低边箝位电路，主要因为它的箝位开关管的驱动电路相 对简单，不需要外加驱动变压器。此外，许多半导体公司已经专门针对这种 变换器开发出了一系列的P沟道功率MOSFET，因而在选取器
8、件时已经没 有了很大的限制。2.2 有源箝位正激变换器的工作原理基于上面的分析，本文采用的是低边箝位电路，其主电路拓扑结构如上 图2-1所示。在图2-1所示电路中，VT为主功率开关管，箝位电容C和箝 1c位开关管VT串联构成有源箝位支路，并联在主功率开关管VT两端。L为2 1 m励磁电感，L为变压器漏感和外加电感之和。C为主功率管VT、箝位开r r 1关管VT的输出电容和变压器绕组的寄生电容之和。变压器的副边由VT、23VT 构成自驱动的同步整流电路，以减小开关的损耗，提高变换器的效率。4L 为输出滤波电感， C 为输出滤波电容。oo 为了简化分析过程，在分析电路之前先做如下的假设：(1)所有
9、功率开关器件都是理想的。箝位电容C远大于谐振电容C。cr(3) 输出滤波电感L足够大，则其上的输出电流不变，可以认为是一个o恒流源，同理，输出滤波电容C足够大，则其上的输出电压不变，为一个o恒压源。(4) 谐振电感L远小于励磁电感L。rm(5) 变压器的初级绕组和次级绕组的匝比为n=N:N。12(6) 为了使主管能完全实现ZVS开通，谐振电感存储的磁场能大于寄生 电容存储的电场能。有源箝位正激变换器的主要参数波形如下图 2-3 所示。图 2-3 有源箝位正激变换器的主要参数波形Fig. 2-3 Waveforms ofactive clamp forward converter图 2-1 所示
10、电路在一个开关周期中可分为 10 个工作模式，其工作过程 如下：(1)工作模式1(tt )在t二t时刻，同步整流管的体二极管D、D换0 1 0 3 4 流结束，同步整流管VT导通，输入能量通过变压器和整流管VT传送到输 33出负载。因为此前VT的寄生二极管D处于导通状态，因此整流管VT实现3 3 3 了零电压开通。在该工作阶段内，谐振电感L和变压器原边励磁电感L上 rm 的电流在输入电压V作用下线性增长，这一时间段的等效电路拓扑如图2-4 in所示：01在这段时间内有：i (t)= i (t )+ V *(t-t )(2-3)LmLm 0 L +L 0mri (t)= I *厶 + i (t)
11、= i (t )+ V *(t_t )+丄Lro n LmLm 0 L +L 0 nmr在t = t时刻，主功率开关管VT上的驱动信号消失，VT关断，该工作111 阶段结束。这个时间段的长度由变换器的占空比决定。(2)工作模式2(tt )在t = t时刻，主功率开关管VT关断，在谐振电1 2 1 1容C的作用下，主功率管漏源两端的电压开始缓慢上升，因而VT实现了零 r1电压关断。因为变压器副边电压V /n V,、依然成立，所以副边同步整流 mgs(th )管VT仍然导通，输出电流通过整流管VT。在该工作阶段内，谐振电容C、33r谐振电感L和励磁电感L 一起处于谐振状态，这一时间段等效电路拓扑如
12、 rm图 2-5 所示：R在这一时间段内有：i (t)= i (t )*coso (t-1 )Lr Lr 111u (t)=V * - coscr in+ Z * sino (t -1 )Z i io (t -1 ) /+ i (t )* Z * sino (t -1 )11 Lr 1111(2-4)式中：为谐振电路的特征阻抗=为谐振电路的角频率(L +L )*Cm rr因为谐振电容C很小，谐振电路的特征阻抗Z很大，所以谐振电容Cr1r两端的电压能迅速增长，因此上式可改写为：*(t-t)(2-5)i (t)q i (t )* + J *o (t-t )= i (t )*+ in -Lr Lr
13、1 Z 11 Lr 1 L +L1 ( ) mu (t)q i (t )*Z *o (t-1 )=亠 i *(t-t )cr Lr 1111 C1r在该阶段内变压器原边绕组上的电压逐渐减小：V (t)uV -V (t人V -(t-t )m in cr in C2r变压器两端的电压下降到0V,即：V二0, m(2-6)u = V，该cr in当t二t时刻，2 工作过程结束。工作模式3(t t )在t二t时刻，副边同步整流管的寄生二极管D2323和D开始进行换流，变压器原副边的电压都为0V，则此时变压器原边激磁 电流4i = i (t )保持不变。在该工作阶段内，谐振电容C和谐振电感L 一Lm L
14、m 2rr起处于谐振状态，这一时间段等效电路拓扑如图2-6 所示，那么在这一时间段内有：(2-7)i (t)= i (t )*coso (t-1 )LrLr222u (t)二V+ i(t)* Z* sino (t-1 )cr in Lr 2222C为谐振电路的特征阻抗ro2式中：到t二t时刻，谐振电容C上的电压谐振到u = u (t )，该谐振阶段结3rcr c 0从提高效率的角度来讲，希望这段时间越短越好，因为输出电流经过的 是相对高导电阻的同步整流管的体二极管D和D。34(4)工作模式4 (t, 在t = 时刻，箝位开关管VT?的寄生二极管D2 导通，该工作阶段内【激磁电流i 3 = i (t )保持不变，(C+C )和谐振电感Lm Lm 2c rL 一起进行谐振，变压器进入磁复位过程，因为电流 i 是正向的，在这个 rLr阶段可以给箝位管VT以导通信号，从而使VT实现零电压开通。这一时间22段等效电路拓扑如图 2-7 所示：R在这一时间段内有：V - v (t )+CZ3+i (t)= i (t )*coso (t-1 )Lr Lr 3 3 3u (t) = V + i (t )* Z sino (t -1 )crin Lr 3333式中：(t )- V * c
