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1、封面作者： PanHongliang仅供个人学习2MW 风力发电并网逆变器研究与设计仇志凌 陈国柱 浙江大学电气学院 310027摘要： 针对兆瓦级风电并网逆变器主电路研制中存在的并联扩容、开关频率较低和 LCL 滤波器难以优 化设计等问题，提出了采用交流侧串接电感再进行并联的均流方案，采用载波移相技术提高变流器的等效开 关频率，提出了 LCL 滤波器的设计原则，并给出了上述设计的理论依据和实现方法.通过对 2 兆瓦风电变流器主电路的仿真验证了上述技术方案 .关键词：兆瓦级并网逆变器、电感均流、低开关纹波电流、载波移相、 LCL 滤波器1引言随着能源紧张和环境问题的日益严重，新能源发电技术，如
2、风力发电和光伏发电等越 来越受到人们的重视 .风力发电由于单机容量大、成本低，在现阶段更具有吸引力，在世界 范围内其总装机容量得到了快速的增长.当前，风力发电正在朝着更大的单机容量发展，兆瓦级机组在国外已经投入大规模商业运行，56兆瓦的机组也已开始试运行 .相应的，大容量机组对并网逆变器的容量提出了较高的要求.为了满足大容量的要求，逆变器的并联扩容成为了必然的选择 .现有的并联方式主要有功率模块直接并联、功率模块交流侧串接电感再并联和以UPS为代表的系统级并联 .但采用何种简单、可靠的并联方式保证一定的均流效果需要仔细研究.并网逆变器会引入附加的谐波，因此注入电网的电流谐波大小是一项重要指标，
3、受到 了人们的广泛关注 .IEEE Std929 2000和 IEEE Std.P1547 标准1对并网发电的电源系统注入 电网电流的谐波做出了严格的限制，总谐波失真（THD ）小于 5%， 3、5、7、9 次谐波小于 4%， 11 15 次小于 2%， 35 次以上小于 0.3%.对于处于线性调制区 SPWM 或 SVPWM 逆变器，低次谐波含量基本都能满足标准， 而开关频率纹波需要采用低通滤波器进行衰减以达到标准的要求.理论上高的开关频率和低的滤波器截止频率可以获得满意的滤波效果.但兆瓦级并网逆变器受到开关损耗的制约难以获得较高的开间频率 .传统的并网逆变器采用单电感滤波，由于其较低的衰减
4、倍率，必须采 用较大的电感量才能保证滤波效果，这会导致较大的电感压降，并不适合兆瓦级应用场 合丄CL滤波器具有在较小的滤波器参数条件下依然保持较好的滤波性能的优点，但在设计 过程中需要对 3 个参数进行选取，难以做到优化设计 .本文针对兆瓦级并网逆变器研制中存在的难点，以 2 兆瓦风电变流器为目标进行了研 究.对于并联扩容问题采用了交流侧串接电感的办法进行均流，对开关频率较低的问题采用 载波移相技术 9提高了等效开关频率，对LCL 滤波器设计问题在进行了深入的理论分析的基础上提出了一套行之有效的设计方法.仿真结果证明了上述设计方案的有效性.2主电路结构和原理分析图 1 是 2 MW 风电并网变
5、流器的主电路结构图 .该电路把风电机组输出的直流电能通过三 相半桥逆变电路转换成工频 50 Hz的交流电能馈入 690 V三相交流电网.2.1 并联扩容 该电路功率为 2 MW ，输出电压 690V，受现有 IGBT功率模块容量的限 制，必须采用并联扩容才能满足系统容 量要求 .本方案采用三台相同容量的三 相半桥模块（ block ）并联，以达到额 定容量 .现有的并联技术主要有功率模块直 接并联、交流侧串电感并联和基于独立 装置的系统级并联 .所谓器件级并联就 是功率模块桥臂中点直接进行并联.这种并联方式最直接，系统结构比较简 单，其缺点是均流效果受器件自身特性 影响较大 .器件间的均流包括
6、稳态均流 和动态均流两个方面 . 所谓稳态均流指 的是并联模块开通以后模块间的均流效 果，需要采用正温度系数的模块.动态图 1 2 MW 风力发电系统网侧变流器主电路框图均流是指器件在开通、关断过程中，由于各模块开关速度不一致导致的均流问题.其要求各并联模块的驱动信号拥有良好的一致性，且模块交流侧需要串联微亨级的小电感以抑制开 关过程中的电流不平衡 .总之，器件级并联均流效果完全由器件本身特性决定，况且微亨级 的小电感也不易实现，风险较大 .串电感并联是指各并联桥臂中点串联电感后再进行并联.这种并联方式结构稍嫌复杂，但串联电感的引入可以有效改善均流效果 .当桥臂串流电感后由于感抗一般都要比IG
7、BT 的等效电阻大很多，故模块间的均流效果就主要由电感的一致性决定，受模块自身特性影响 很小 .另外对主功率布线一致性要求也可以降低，因为线路的等效电感比串联电感小很多.所以串联电感的并联方式风险比较小，是一种比较稳妥的选择，当然，为了保证均流效果， 电感量的一致性需要得到保证 .而电感在制造过程中电感量的误差一般在5%左右，但均流效果直接由电感量的误差决定，不会失控 .另外，这种并联方式还为载波移相的应用提供了 前提条件，后文还会进行具体分析 .系统级并联主要应用于 UPS 并联 .与串电感并联相比，这种并联方式把控制器一并集成 到各并联单元中，消除了控制器的单点故障 .并且系统的灵活性大大
8、提高，可以进行简单组 合满足各种容量要求 .但实际上，在变流器系统中主功率模块是易损部件，数字控制器并不 是那么容易出错的 .另外，把个各并联模块控制器分散以后对并联系统的协调控制会存在问 题.因此，系统级并联方式并不适合本系统 .综合考虑上述各方案，器件级并联虽然结构简洁但均流风险较大 .系统级并联在控制的 一致性方面会有问题，且控制器冗余的意义不是太大.串电感并联虽然结构比器件级并联复杂（但要比系统级并联简单），但均流风险小，还可以应用载波移相技术 .因此，本系统采 用串电感并联的方式 .2.2 载波移相技术 对于兆瓦级逆变器，由于主功率模块承受的电压、电流较大，工作环境极其恶劣.为了降低
9、损耗和对散热器的要求，所以一般都采用较低的开关频率，本系统的开关频率为 3 kHz但较低的开关频率对开关纹波的滤除效果会带来较大的负面影响，造成滤波其体积、 重量较大，且较大的电感量还会导致较大的基波压降.为了提高等效开关频率，本变流器采用了载波移相技术 .载波移相就是把 N 个并联桥臂的三角载波初相位按载 波数在 1 个载波周期内均分，这样并联点后电流等效开关 频率为桥臂实际开关频率的 N 倍，达到了频率倍增的效果 .图 2 就是 3 个桥臂载波移相原理图 .上方是调制波和 3 个并联桥臂的移相载波，中间是 3 个并联桥臂上管的驱动 脉冲，下方是 3 个并联桥臂上管驱动脉冲的合成图 .从驱动
10、 脉冲合成图可以很明显地看到等效开关频率是实际开关频 率的 3 倍.我们还可以发现，串联电感的存在是实现载波移 相的必要条件 .从中间图可以看到桥臂 1 上管开通时桥臂 2 和桥臂 3 上管在某些时刻是关断的，也就是它们的下管在 这些时刻是开通的，由于并联桥臂接在同一个直流母线 上，这就意味着如果没有电感直流母线就会短路.所以串联电感的存在对于载波移相是必不可少的 .载波移相技术虽然成倍提高了等效开关频率，但如前所 述，它还会带来谐波环流问题，这不是我们所希望的.过大的谐波环流会导致均流电感上较大的损耗，还会增加功率 模块的开关损耗 .为了减小谐波环流的影响，均流电感的电图 2 3 桥臂载波移
11、相原理图.所以，电感量的选取需要折衷感量不能选得太小，这会增大电感的体积、重量和基波压降 考虑 .2.3 LCL 滤波器原理分析LCL 滤波器相比较单 L 滤波器具有在较小的 LC 参数下依然保持较好的开关纹波滤除效 果的优势 .考虑到 2 MW 逆变器 1670 A 的额定电流，为了有效控制滤波电感上的压降，电 感量的选择必须进行严格的限制，所以 LCL 滤波器是比较适合本变流器的 .但该滤波器在设计过程中有三个参数进行选取，很难做到优化设计，给设计造成了很大 的困难 .由于 LCL 滤波器在转折频率处有 270的相位滞后，对闭环系统的稳定性带来了较 大的威胁，所以现有文献 2 6主要集中如
12、何对其进行稳定控制方面，而对滤波器本身的设 计讨论较少 .文献 7 对 LCL 滤波器的设计 原则进行了讨论，但没有分析电感压降的 问题 .文献 8 深入讨论了电感 压降、损 耗、阻尼电阻和谐振频率，但设计过程过 于复杂且没有直接和总的串联滤波电感量 相关联 .为了合理地进行 LC 参数的选取， 对 LCL 滤波器的工作原理进行深入分析是 非常必要的 . 图 3 LCL 滤波器原理图 网侧 LCL 滤波器原理图如图 3 所示 .图中，Uo为PWM变流器输出电压，Us为网侧电压，Li为第一个滤波电感，Ri为Li的等 效电阻，L2为第二个滤波电感，它包含了电网变压器的漏感，R2为L2的等效电阻，C
13、为滤波电容，R3为电容支路串联阻尼电阻LCL滤波器的模型可以看成：L2支路和电容支路C并联，它们再和Li串联，L2支路电 流就是L2支路和电容支路对串联电流的分流根据该思路，可以建立LCL滤波器的传递函数.变流器输出Uo到输出电流12的传递函数H ( S)为( i )Ri 和 R2 是滤波电感的等效串联电阻，其值较小，为了减化模型，可以将其忽略.这样，(1) 式可简化为( 2 )LCL 滤波器的设计，首先根据性能指标规定的注入电网的开关频率电流幅值和PWM 变流器输出的开关频率电压幅值确定电压电流衰减比，然后由(2)式得到满足该衰减比的Li、L2和C三个参数的约束方程但一个方程中包含三个参数，
14、显然解不唯一，这给设计带 来了困难所以还需要找出 Li、L2和C取值变化对滤波性能的影响 Li决定桥臂电流纹波由前分析，Li上的电流Is是由Li的感抗Xli和电容支路和L2支路的并联阻抗 Xl2c决定电 容C和L2并联电路的引入增大了串联阻抗，减小了Is.由于电容C和L2并联支路的引入是为了对开关纹波分量进行分流，为了让高频分量尽可能从电容支路流过，在设计时必须保 证Xc必须远远小于 Xl2.这样，并联阻抗 Xl2C主要由Xc决定，而Xc是比较小的，所以 Xl2C 不会太大这样，Is主要由Li自身的感抗Xli 决定. 而桥臂电流纹波是不能太大的，过大的纹波电流不仅增大了IGBT 模块的开关损耗
15、，还会加大Li的损耗，使电感温升增加，绝缘材料寿命下降但太大的电感量会造成压降过大，且增大了电感的体积和重量，增加了成本 .L2和C构成并 L2和C进行分流 电容支路的引入是为了给高频分量提供低阻通路，减小注入电网的高频分量联电路对开关纹波分量进行分流，为了保证分流效果，XC 必须远远小于 XL2.从减小电感基波压降的角度出发，L2尽量要取小但这会增大 C,降低电容支路对基波的容抗，增加逆变桥的无功电流容量 . Li和L2的比例关系对滤波效果的影响对于大电流逆变器，滤波电感上的基波压降始终是需要着重关注的，也就是Li和L2的总电感量是有限的在一定的总电感量下，Li和L2的比例关系对滤波效果也有影响 若总电感量为 L=Li + L2, a=LL，则（2）式可转化为（ 3）显然，在a=0.5时，a（ 1-a）最大，（3）式分母第一项的系数最大，即滤波效果最好 所以，在一定的总电感量条件下，Li和L2的电感量均分可以得到最佳的滤波效果 谐振频率并联电容C和Li与L2的并联构成了并联振荡电路，其谐振频率点为（ 4 ）在 LCL 滤波器设计的过程中要避免其谐振频率点和电路的谐波源重合，以防止发生LC振荡 .3 主电路参数设计对于 IEEE Std.Pi547 标准，由于本文逆变器采用空间矢量
