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1、信息与通信工程学院微波仿真实验报告班级： 姓名： 学号： 序号： 日 期： 2013年6月9日 目录实验二 分支线匹配器一、实验目的1掌握支节匹配器的工作原理。2掌握微带线的基本概念和元件模型。3掌握微带分支线匹配器的设计与仿真。二、实验原理支节匹配器是在主传输线上并联适当的电纳（或者串联适当的电抗），用附加的反射来抵消主传输线上原来的反射波，以达到匹配的目的。单支节匹配器，调谐时主要有两个可调参量：距离d和由并联开路或短路短截线提供的电纳。匹配的基本思想是选择d，使其在距离负载d处向主线看去的导纳Y是Y0+jB形式。然后，此短截线的电纳选择为-jB，根据该电纳值确定分支短截线的长度，这样就达
2、到匹配条件。 双支节匹配器，通过增加一个支节，改进了单支节匹配器需要调节支节位置的不足，只需调节两个分支线长度，就能够达到匹配（但是双支节匹配不是对任意负载阻抗都能匹配的，即存在一个不能得到匹配的禁区）。三、实验内容已知：输入阻抗 =75 负载阻抗 =（64+j35） 特性阻抗 =75 介质基片 =2.55，H=1mm，导体厚度T远小于介质基片厚度H。假定负载在2GHz时实现匹配，利用图解法设计微带线单支节和双支节匹配网络，假设双支节网络分支线与负载的距离，两分支线之间的距离为。画出几种可能的电路图并且比较输入端反射系数幅值从1.8GHz至2.2GHz的变化。四、实验步骤l 单枝节匹配器1建立
3、新项目，确定项目中心频率为2GHz。根据实验内容中的要求计算出各参量，写入OUTPUT EQUATION。如下图所示。其中参数说明如下：zl：负载阻抗z0：特征阻抗z1：归一化负载阻抗T1：负载处的反射系数（在圆图上即为负载阻抗）zin：输入阻抗zin1：归一化输入阻抗Tin：输入阻抗对应的反射系数（在圆图上即为输入阻抗）Rj：大圆Rp：1+jx圆R：负载阻抗处等反射系数圆2将归一化输入阻抗和负载阻抗所在位置分别标在Y-Smith导纳圆图上。如上图所示，Tin为归一化输入阻抗（圆心匹配点），T1为负载阻抗（图中最上方的点）。3设计单枝节匹配网络，在图上确定分支线与负载的距离d以及分支线的长度l
4、所对应的电长度，根据d和l的电长度、介质基片的、H、特性阻抗、频率用TXLINE计算微带线物理长度和宽度。此处应该注意电长度和实际长度的联系（360对应二分之一波长）。如图，先从负载阻抗处沿等反射系数圆顺时针旋转至1+jx圆上。转过的电长度：93.31-（-104.8）/360*0.5=0.275 d/=0.275然后由1+jx圆上沿电导圆旋转至阻抗匹配点，这时应读出电纳的变化值，如下图所示：可见电纳变化为0.528041。找出圆图上b=-0.528041的点，由圆图上的最左点（短路点）沿等反射系数圆顺时针旋转至该点，读出旋转的角度。如图，转过的电长度：（180-55.7）/360*0.5=0
5、.173 l/=0.173根据转过的角度和介质基片的、H、特性阻抗、频率用TXLINE计算微带线物理长度和宽度。如图所示：4画出原理图，在用微带线画出基本的原理图时，注意还要把衬底添加到图中，将各部分的参数填入。注意微带分支线处的不均匀性所引起的影响，选择适当的模型。5负载阻抗选择电阻和电感串联的形式，连接各端口，完成原理图，并且将项目的频率改为1.82.2GHz。原理图如下图所示：其中，MLSC代表单短截线，MLIN中ID=TL2者代表单短截线距负载的距离。6添加矩形图，添加测量，点击分析，测量输入端的反射系数幅值。调谐之前测量结果如下图所示：7调谐分支线的长度l以及与负载的距离d。只调节长
6、度，范围为，调谐后使输入端口的反射系数幅值在中心频率2GHz处最低。调谐之后的原理图和测量结果如下图所示：l 双枝节匹配器1建立新项目，确定项目中心频率为2GHz。根据实验内容中的要求计算出各参量，写入OUTPUT EQUATION。如下图所示。其中参数说明如下：参数说明：zl：负载阻抗z0：特征阻抗z1：归一化负载阻抗T1：负载处的反射系数（在圆图上即为负载阻抗）Tl：负载阻抗沿等反射系数圆顺时针旋转电长度后得到的阻抗zin：输入阻抗zin1：归一化输入阻抗Tin：输入阻抗对应的反射系数（在圆图上即为输入阻抗）Rj：大圆Rp：1+jx圆R：负载阻抗处等反射系数圆Rf：旋转/8后的辅助圆Rd：
7、过负载阻抗的电阻圆2将归一化输入阻抗和负载阻抗所在位置分别标在Y-Smith导纳圆图上。如下图所示，归一化负载阻抗为T1，将其沿等反射系数圆顺时针旋转电长度后得到的阻抗为Tl。归一化输入阻抗等于0，位于圆图中心匹配点。3设计双枝节匹配网络，在图上确定分支线的长度、所对应的电长度，用TXLINE计算微带线物理长度和宽度。如图，先从Tl处（此Tl已是归一化负载阻抗T1沿等反射系数圆顺时针旋转电长度后得到的阻抗）沿等电导圆旋转至由1+jx圆逆时针旋转/8后得到的辅助圆上。电导的变化值：Y1=1.98747-0.463125=1.524再将辅助圆以及圆上的该点顺时针旋转/8，回到1+jx圆上。再从该点
8、（图中最上方点）沿电导圆旋转到圆心阻抗匹配点。电导的变化值：Y2=0-(-2.17245)= 2.17245将Y1和Y2对应的电导圆与大圆的交点在圆图上标出。从开路点沿等反射系数圆顺时针旋转至此二点，如下图所示，从图中可看出转过的角度分别为：113.4、130.6。根据转过的角度和介质基片的、H、特性阻抗、频率用TXLINE计算微带线物理长度和宽度。如图所示：4画出原理图，在用微带线画出基本的原理图时，注意还要把衬底添加到图中，将各部分的参数填入。注意微带分支线处的不均匀性所引起的影响，选择适当的模型。5负载阻抗选择电阻和电感串联的形式，连接各端口，完成原理图，并且将项目的频率改为1.82.2
9、GHz。原理图如下图所示：其中，MLEF代表开路线，MLIN中ID=TL2者代表单短截线距负载的距离。双支节网络分支线与负载的距离，两分支线之间的距离为。6添加矩形图，添加测量，点击分析，测量输入端的反射系数幅值。调谐之前测量结果如下图所示：7调谐分支线的长度、。只调节长度，范围为，调谐后使输入端口的反射系数幅值在中心频率2GHz处最低。调谐之后的原理图和测量结果如下图所示：五、实验结果分析从实验中可以看出，调谐是电路设计的一个重要步骤。在调谐之前，由于在Smith圆图上标点时可能存在一定误差等原因，中心频率可能会有所偏移，双枝节匹配时偏移比较明显。调谐的原因在于：理论和实际可能存在差距。在调
10、谐过后，中心频率达到理想值，在实际中会有比较好的性能。六、实验中遇到的问题和解决方法1、这个实验包括单枝节和双枝节匹配两部分，设计方法和我们在做微波习题时所用方法相似。但是用的是导纳圆图。由于对期中以前的知识遗忘较多，而且本来对导纳圆图和阻抗原图之间的关系等等不熟悉，刚开始时花费了很多时间研读实验教材、回想以前做题的步骤。而且由于疏忽，误以为圆图最左方点为开路点，第一次得出的图不正确。后来改正了错误（将开路线改为了短截线），得到了正确的结果。2、对于如何在圆图上画出负载阻抗点、输入阻抗点，开始时我直接画Rl、Rin，后来在老师的指导下明白了，史密斯圆图上的坐标是反射系数，要标阻抗点需要将其先转
11、化成对应的反射系数。这样才正确地画出了各点。关于如何画反射系数圆、电阻圆等，也花了很多时间思考。不过正是在这个过程中，我们逐渐熟悉了Microwave Office的使用及微波电路设计方法。实验三 四分之一波长阻抗变换器一、实验目的1掌握单节和多节四分之一波长变阻器的工作原理。2了解单节和多节变阻器工作带宽与反射系数的关系。3掌握单节和多节四分之一波长变阻器的设计与仿真。二、实验原理1、单节四分之一波长阻抗变换器四分之一波长阻抗变换器是一种阻抗变换元件，它可用于负载阻抗或信号源内阻与传输线的匹配，以保证最大功率的传输；此外，在微带电路中，将两不同特性阻抗的微带线连接在一起时为了避免线间反射，也
12、应在两者之间加四分之一波长变阻器。（1）负载阻抗为纯电阻假设主传输线特性阻抗为，但是,则可以在与主传输线之间接入一段特性阻抗为的四分之一波长的传输线，使得该线段输入参考面的输入阻抗与主传输线的特性阻抗相等。这样就实现了匹配。根据传输线理论得：。由于无耗传输线的特性阻抗、均为实数，所以四分之一波长变换器一般用来匹配电阻性负载。显然，线段只能对频率得到理想匹配。当频率变化时，匹配将被破坏，主传输线上的反射系数将增大。当时，主传输线在任意频率下反射系数的模为： （*）定义下列公式为变阻器的中心频率和相对带宽： 式中，和分别为频带的上下边界， 为中心频率，为相对带宽。假设为可容许的最大反射系数幅值，当
13、时，代入式*中得： （*）由于*式中的响应在中心频率处是对称的，变阻器的相对带宽近似变为：再将式*代入上式得： 另外对应于频率（对应）的相位为：，因此也可表示为：=（2）负载阻抗为复数我们知道实现匹配之前线上会存在驻波。在电压波腹和波节位置的输入阻抗为纯电阻，他们分别是，其中为驻波比。这时可以把电压波节处的输入阻抗作为等效负载阻抗，即：而将变换器接在电压波节位置（离负载处），也可把电压波腹的输入阻抗作为等效负载阻抗，求得而将变换器接在电压波腹处（离负载处）。2、多节四分之一波长阻抗变换器单节四分之一波长变阻器是一种简单而有用的电路，其缺点是频带太窄。为了获得较宽的频带，可以采用双节或多节阻抗变
14、换器。如下图所示，图中显示了N节阻抗变换器，为各节的特性阻抗，为负载阻抗，并假设，每节点长度均为，l为在中心频率处四分之一波长。设计多节四分之一波长变阻器时，通常采用二项式（最平坦）相应和切比雪夫（等波纹）响应。两种设计方法都有各自的优缺点，二项式阻抗变换器具有最平坦的通带特性，而工作带宽较切比雪夫变换器窄；与二项式阻抗变换器相比，切比雪夫阻抗变换器是以通带内的波纹为代价而得到最佳带宽的。（1）二项式多节阻抗变换器二项式多节阻抗变换器的近似设计公式： 式中，下面讨论二项式变阻器的带宽：（2）切比雪夫多节阻抗变换器切比雪夫阻抗变换器的设计方法是：使它的反射系数的模随按切比雪夫多项式变化。附录6中给出了切比雪夫阻抗变换器的设计表格，其中R为阻抗比，n为节数。注意表中给出的是驻波比，带内最大驻波比与反射系数的模的关系为：。当阻抗比和相对带宽一定时，节数越多，带内最大的驻波比越小；同理当阻抗比R和带内最大的驻波比一定时，变阻器的带宽越宽，所需节数越多。三、实验内容（1）已知：负载阻抗为纯电阻=150，中心频率=3，主传输线特性阻抗=50，介质基片=4.6，厚度H=1mm，最大反射系数模不应超过0.1，设计1、2、3节二项式变阻器以及3节切比雪夫阻抗变换器，在给定的反射系数条件下比较它们
