L6562单级PF反激电源应用分析并提出了一种方案主要针对L6562单级PF反激电源应用电路采用了零电压开通 技术降低了一次侧Mos管的开关损耗本文还提出了一种可用于高输出电压情况下的混合 型同步整流方案并对其工作原理和工作过程进行了较为详细的分析， 并就如何减小变压器 的损耗提出了一些看法最后， 本文介绍了设计样机进行的实验结果1、 引言近年来， 随着大功率白光 LED 技术的发展， 照明产业开始面临新的机遇与挑战 LED 越来越多地被应用于通用照明领域， 道路照明则是其中一个极具潜力的重要应用领域由 于 LED 本身所特有的长寿命、潜在的高光效的特征， 设计一款能够充分发挥此特征的高效 率恒流驱动电源则显得尤为重要2、单级PF反激电源驱动器的设计与分析2.1 设计概述在本次针对 LED 路灯进行电源设计时， 需充分考虑到此应用的特点与要求：1) 单灯最大功率不超过 100W2) 为提高路灯的可用性，灯具中LED分为若干组，每组中LED串联驱动，组间分 别驱动，单组损坏不影响其它组LED3) 为提高安全性， 输入与输出之间需要电气隔离4) 电源需具有较高的功率因数为满足以上要求，本设计采取ACPDC恒压电源与多路DCPDC恒流驱动级联的方式驱动 多路LED。
ACPDC 部分采用反激式拓扑， 输出 52V , 100WDCPDC 部分采用国半的 LED 恒流驱动芯片 LM3404本文仅介绍 AC/DC 部分的设计反激式电源的损耗主要在于3个地方：1) 一次侧Mos管的损耗，包括导通损耗和 开关损耗 2) 二次侧整流二极管的损耗 3) 高频变压器的损耗， 主要包括铁损、铜损 及漏感造成的损耗为提高电源的效率， 主要需从这三个方面采取措施， 减小损耗2.2 控制方式及零电压开通设计本设计中，采用ST公司的L6562作为主控芯片，L6562是一款经济型功率因数校正 控制器反激式电源工作在不连续导电模式(DCM),通过前端EMI滤波器自动实现高的 功率因数为减小初级Mos管损耗，我们选用ST公司的Mos管STP11NM60,导通电阻0145 Q , 可以有效减少导通损耗，并采用准谐振技术，实现对Mos管的零电压开通，可以最大限 度地减小开关损耗自从20 世纪70 年代以来， 软开关得到了充分发展， 准谐振技术也有了成熟的应用 L6562本身就具有零电压开通检测管脚，可以较为方便地实现当Mos管漏极电压降到谷底 时将其开通具体设计如图1所示，其中，T1为变压器的一次侧绕组，T2为辅助绕组。
1) t0〜 t1时段，Mos管M1开通，整流输出电压Uc流经变压器T1绕组，电流I1上升2) t1 时刻，Mos管关断，Mos管电压U2上升，变压器初级绕组电流I1换流到次级绕组电流I2 3 )小 4)压器 T1t1〜t2时段，变压器开始向副边输送能量，副边的充电电流I2随时间线性减 t2时刻，I2降为0,储存于变压器中的能量释放完毕5) t2〜t3时段，变 绕组电感L1 ,漏感L2与Mos管漏极对地电容C1开始谐振，谐振频率1/3-―1 ： 1 o T2作为辅助绕组之一，其一端电压U1随 U2降低，当低于ZCD的阈值下限116V,即位于图2所示A点时，L6562再次开通M1 , 下一周期开始图 1 实现零电压开通电路的原理图此电路实现了在Mos漏极电压达到谷底时开通，尽可能地减小了Mos管漏极对地电容在一般的反激式开关电源中， 二次侧的整流二极管损耗也是电源效率的重要影响因素 之一，可以通过选用低导通压降的肖特基二极管来缓解这个问题但一方面，这种改良对 性能的影响并不是非常显着；另一方面， 在本应用中， 输出电压较高， 而肖特基二极管 的反向耐压一般较低，难以满足要求比较好的方法就是采用同步整流技术， 用导通电阻低的 Mos 管替代传统的整流二极 管。
同步整流按照工作方式可以分为外驱型和自驱型，按工作原理分， 又可以分为电压型 驱动 、电流型驱动和谐振型驱动等这些同步整流方式各具特点，但也各有不足文献中 提出了一种较为实用的电流型同步整流驱动方案，但由于将 Mos 管的门极驱动电压钳位在 输出电压，而门极击穿电压较低，因此只适用于较低输出电压的情况H本文提出了一种新型的混合型同步整流方案，电路结构如图3 所示， 其工作原理简单 描述如下：图 3 同步整流方案的电路结构T3与T4分别为变压器上的两个绕组：其中，T3为二次侧绕组，用于能量的传递, T4为辅助绕组T4上的电压跟随T3的电压升高，用以开启同步整流Mos管MlCT1与 CT2则为电流互感器CT的两个绕组，其中，初级绕组CT1被串在主电路中，用于检测 流经Mos管的电流当CT1中的电流下降到零时，CT2将把Ml关断因此，此方案以 电压信号控制Mos管导通，电流信号控制Mos管关断，不仅效率高，而且工作稳定，不 存在误开通的情况下面将对这种驱动方案的工作过程做详细分析l） 第一阶段， 变压器一次侧 Mos 管关断， 电流从变压器的一次侧换流到二次侧 T3绕组通过CT1 , Ml为输出电容器C3充电。
T3绕组的输出电压被钳位于C3两端电压 （在本应用中约为52V）由于T4绕组为变压器的一个辅助绕组，因此，同名端B点的电压比例上升至一个高 电压（在此应用中约为10V）则B点电压通过二极管D2为电容器Cl、C4充电其中， 电容器C4为Mos管Ml的门极输入电容，通常小于1nF,以虚线示出电容器C1为外加 电容，取C4电容值的l0倍以上由于C4远小于Cl ,并且电容值很小，根据电容器的 串联分压原理，C点电压很快被充至近l0V , Ml导通同时，电流互感器CT中的能量 从绕组CT2通过二极管Dl馈入输出电容器C3,降低了开关驱动损耗，D点电压也被钳制 在约 52V2） 第二阶段，流经D1的电流降为0 ,此时流经CT1的电流降为IoffD1关断， D 点电压开始降低， 最终使 PNP 型三极管 Q1 导通， C4 上的电被放掉， C 点变为低电压， M1 关断， 同步整流结束由于此时 Ioff > 0 , 变压器二次侧的充电过程仍未结束，改经 Ml的寄生体二极管续流，A点、B点仍为高电压由于C4被Q1短路，T4通过D2、Q1 为 C1 充电， 直到 C1 被充满值得注意的是， C1 之所以选用电容而不使用电阻， 一方 面保证了第一阶段中对C4的快速充电，另一方面使得第二阶段中Q1导通后在其上的损耗 得以降低， 提高了驱动的效率。
3） 第三阶段， 变压器一次侧 Mos 管再次导通， A 点、 B 点为负电压， PNP 三极管Q2 导通， Cl 被放电， 保证了下一周期能够再次正常工作 C 点电压保持在低电压， 不 会造成Ml的误开通值得注意的是，在每个周期中，C1都会被反复冲放电其损耗由 公式 P = 1/2 CU2 f 可得其中，设 C = 10nF ,U = 10V , f = 100kHzo 因此 P = 50mW, 此即在Cl上损耗的功率当变压器一次侧Mos管在一段时间后再次关断后，新的一个周 期开始这种新型的同步整流方案具有如下特点：1）可以广泛适用于各种输出电压2）电 路结构和原理较为简单3）驱动损耗小，效率高4）电路确定性好，无误动作电路 在PSpice下的Mos管电流波形和门极驱动电压波形的仿真结果如图4所示ICAi--5V(k 2()usV(PI6:2)SE8图4 Mos管电流波形和门极驱动电压波形的Pspice仿真结果2.4 变压器设计 高频变压器作为隔离型电源中必不可少的组件，在提升效率方面所起的作用也是不容忽 视的变压器的损耗主要分为铜损、铁损及漏感造成的损耗三大块铜损是指变压器线圈电阻所引起的损耗。
当电流通过线圈电阻发热时，一部分电能就 转变为热能而损耗在低频时，变压器的铜损主要是铜导线的直流电阻造成的，但工作在 50kHz〜100kHz的高频电源变压器则必须考虑到集肤和邻近效应为减小两者带来的交流铜阻变大的现象， 可以采取用里兹线替代单股粗铜线绕制变压器，一次侧线圈与二次侧线圈 交错绕制等方法铁损即磁芯损耗，包括磁滞损耗、涡流损耗和残留损耗其大小由公式Pc = Kp XBn Xf m Xvol所决定其中，B为铁芯中的工作磁感应强度，f为工作频率，vol为铁 芯体积 Kp , n ,m 则为与铁芯材料有关的常数要减小铁损， 可以在增加线圈匝数的同 时增大气隙，以此来减小工作磁通，但最根本的措施还是选用更好的磁芯材料H另外要使铁损与铜损之和最小， 必须满足以下两个条件： 1) 铁损= 铜损 2) 原边 铜损= 副边铜损变压器损耗的另一重要组成部分则是由漏感造成的漏感LO上损耗的功率由公式P = 1P2LO 12 f确定其中，I为变压器一次侧的峰值电流，f为开关频率漏感的存在使 初级 Mos 管上需要承受更大的电压应力而在反射电压一定的条件下， 漏感越大， 则变 压器的效率越低 要减小变压器的漏感， 需要从铁芯结构的选取， 气隙的位置， 绕组绕 制的方式等方面综合考虑。
近年来， 平面变压器作为一种新的变压器技术正在日趋成熟该变压器使用的是高度 较低， 底部面积较大的平面磁芯同常规的漆包线绕组不同，该变压器的绕组是利用印制 板上的螺旋形印制线来实现的与传统变压器相比， 平面变压器具有效率高、工作频率高、 体积小、漏感小、热传导性好、一致性好等众多特点虽然其目前在国内还面临着成本较高、 技术仍不完善等缺陷， 但随着进一步的发展， 平面变压器必将在一些高端应用中取代传统 变压器3、实验结果与总结根据以上分析，我们制作了一台100W样机进行实验样机的输入电压范围为176V〜 264V , 输出电压为 52VDC , 二次侧 Mos 管选用 IR 的 IRF4229图5 所示为 220V 输入情况下一次侧开关管电压波形和门极驱动波形由图可见， 一 次侧开关管可以实现在电压谷底开通， 大大降低了开关损耗图 6 所示为二次侧 Mos 管电流波形及同步整流的驱动电压波形由图可见， Mos 管的 开通和关闭信号都具有较陡的边沿， 工作效果好图 6 二次侧 Mos 管电流波形及同步整流的驱动电压波形表 1 是在 100W 电阻负载下测试的样机效率和功率因数， 可见本文提出的高效率电源 驱动器可以在要求的电压范围内实现高于 90 %的效率和较高的功率因数。
表 1 不同输入电压下电源效率及功率因数输入电压（V）176198220242264效率90-0%90-2%90-5 %90-7%90^9%功率因数0-98S0-9810- 9730- 9630-948另外， 由于变压器制作工艺的限制， 本样机的变压器并不算非常好， 对效率的影响 也比较大如果能够在这方面加以改进， 效率仍有较大的上升的空间4、结论：本文分析并设计了一种针对L6562单级PF反激电源电路的主拓扑采用了基于L6562 的反激式变换器电路工作于DCM并自动实现了高功率因数变压器的一次侧采用了零电压 开通技术以实现低的开关损耗本文还提出了一种可用于高输出电压的混合型同步整流方案 并对其工作原理和工作过程进行了较为详细的分析最后， 本文就如何减小变压器的损耗 提出了一些看法实验结果表明， 按照此方法设计出的样机具有高效率和高功率因数的优 点， 设计是较为成功的。