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1、微电子概论结课论文河北科技大学微电子概论结课论文基于新型谐振控制器的辅助逆变器控制器设计方法学生姓名 李元阳 学 号 12L0551012 学生专业 机械类 班 级 1 二级学院 理工学院 指导教师 赵甘露 河北科技大学2013年11月5/11基于新型谐振控制器的辅助逆变器控制器设计方法李元阳(河北科技大学理工学院，石家庄，080081)摘要:提出一种基于新型谐振控制器的辅助逆变器控制器设计方法.系统阐述了电流环和电压环的建模及设计方法.电流环有效抑制了数字延时的影响，提高了系统动态响应.基于新型谐振控制器的电压环，有效减小了基波和谐波处的逆变器内阻，达到了抑制不平衡负载和非线性负载的目的.最
2、后搭建了基于导Function的虚拟DSP系统仿真模型，并通过实验验证了这种控制方法的优越性.关键词:辅助逆变器;谐振控制器;不平衡负载;非线性负载Auxiliary inverter controller design method basedon new resonant controller CHEN Jie, D UHuiqing, SANG Lei, DIA 0 L红un, LI U Zhigang(Heibei University Of Science And Techoology , Shijiazhuang,050081， China)Abstract:This paper
3、presents a design method of auxiliary inverter which based on the new resonantcontroller. The paper systematically elaborates the modeling and design method of current and voltageloop. Current loop suppresses the influence of the digital delay effectively, and improves the dynamicresponse of the sys
4、tem. Voltage loop based on the new resonant controller reduces the internal resintance of the fundamental and harmonics effectively, which achieves the purpose of suppressing unbaFanted and nonlinear load. Finally, the paper builds the virtual DSP system based on the导 Function,and the superiority of
5、 the control method is illustrated by experiments.Key words: auxiliary inverter; resonant controller; unbalanced load; nonlinear load 伴随着中国城市化进程的加快，城市轨道交通也得到了迅速发展.辅助变流器作为轨道交通车辆的重要部件之一，也引起了国内各大厂商的重视.为了提供更为舒适的乘车环境，城市轨道交通车辆内的用电设备也变得多样化.从以前单一的三相平衡负载发展到现在的不平衡负载和非线性负载.这就要求辅助逆变器的结构和控制方法要有新的发展，以适应负载变化的要求. 传
6、统的辅助逆变器只需提供三相平衡电压，所以采用简单的三相三线制逆变器就能满足要求，但新的城轨车辆中包含大量不平衡负载(如电热、单相接触器和单相插座等)，这就要求辅助逆变器提供中性点，以形成三相四线制.目前，三相四线制逆变器结构大体可分为两类:一类通过外接变压器形成中性点(4/ Y。逆变器l1和中点形成变压器l zl );另一类通过输出滤波电容形成中性点(矩阵变换器3和分裂电容逆变器l 4l.由于外接变压器的方法增加了逆变器的重量、体积和花费，而矩阵变换器控制方法较为复杂，增加的桥臂，降低了系统可靠性.因此，本文论证的辅助逆变器采用分裂电容形式. 分裂电容逆变器的传统控制算法基于坐标变换s，在1q
7、轴下采用PI(或PID)控制器，就能达到较好的控制性能.然而这种方法却受限于辅助逆变器复杂的负载条件，在不平衡负载下无法抑制零序分量，非线性负载下无法抑制谐波分量.因此，需要一种在各种负载条件下均能达到较好控制性能的新型控制器.如果不考虑逆变器输出三相滤波电感之间的磁路藕合，可将分裂电容逆变器等效成3个独立的半桥逆变器，这样就可以引入半桥逆变器成熟的控制算法，例如PID控制l l，无差拍控制l l，重复控制A,H二控制l9和谐振控制器等.本文作者基于传统谐振控制器的构建方法，提出了基于新型谐振控制器的双闭环控制策略，并详细分析了控制器参数的选取方法，实现了复杂负载条件下辅助变流器的高品质波形控
8、制.以实现更高的开环增益，提高动态响应。1双闭环控制系统 图1为本文采用的分裂电容逆变器拓扑图，将三相逆变器拆分成3个独立的半桥逆变器后，抑制不平衡负载的本质在于减小逆变器基波内阻，抑制非线性负载的本质在于减小谐波阻抗。 通过图2所示的双闭环控制策略，可以实现上目标.图2中v 9为电压控制器，Gi9为电流控制器，- 1.5ze为延时环节，代表PWM过程.电流闭环采用电感电流反馈的比例控制器，电压闭环采用本文提出的新型谐振控制器，并且引入电压前馈.1. 1电流闭环设计 从图2中提取出电流环部分.当采用DoublesSampling模式时，PWM过程可以等效为延时1. 5个采样周期l iol的延时
9、环节.延时环节采用帕德( PA DE)近似展开，如果只关注占比重最大的一阶PA DE，那么延时环节可以近似为 式中a = 1. 333 x 104.构建电流闭环模型如下 因所以式(2)可进一步转化为 电流环采用比例控制器，令将式(1)和式(4)代入式(2)可得电流闭环的特征式，利用M atlab可以求出K t,变化的根轨迹图，见图3,其中电路参数分别为:采样时间10- 4 s;开关频率5kH z;滤波电感1 mH;滤波电感寄生电阻10 mq滤波电容10 1-F. ， 可以看出，当K t,超过20. 03时，电流环将不稳定，而当Kt,= 5.35时，电流环的阻尼系数尾等于0. 707，此时电流闭
10、环有最佳动态性能，因此电流闭环比例系数选择5. 35. 图4给出了比例系数为5. 35时的不同阶次PA DE近似电流闭环Bode图对比，图4( a)为一阶PA DE近似，即文中采用的方法，图4 ( b)为高阶PA DE近似，用来模拟真实的延时环节.从图4( b)中可以看到，电流环带宽较高，达到1 kHz以上，有非常好的动态响应。. 1. 2电压闭环设计 根据图2得到逆变器的完整模型为 式fs)一式(7)表明逆变器本质为一个电压源，G(s为控制函数，Z(s)为寄生内阻，而这两个函数均和电压、电流控制器参数相关.利用谐振控制器在谐振频率处无穷大增益的特点，包含谐振控制器的电压环，能有效减少基波频率
11、和谐波频率处的逆变器内阻，达到抑制不平衡负载和非线性负载影响的目的. 采用各次谐振控制器代入图2中的v(s，可得本文所采用的控制系统，见图5.图中vhl(s,召vR5 (习和GvR9(9)分别代表基波、5次和7次谐振控制器.采用基波谐振控制器可实现电压跟随，并抑制不平衡负载的影响，而谐波次谐振控制器则能消除对应次谐波，达到抑制非线性负载影响的目的 本文采用的新型谐振控制器相比传统谐振控制器有更为清晰简洁的物理意义和推导方法，具有比传统谐振控制器更小的相角滞后，更高的系统增益和更强的直流偏置抑制能力，并且参数配置更为方便.其计算公式如下. 因为基波谐振控制器决定了系统的带宽和稳定性，因此首先设计
12、基波谐振控制器.叭的作用在于为谐振频率处的增益提供一定的阻尼效应，在基波频率处叭可以取o.将式8 g代入式5 即可画出式(5)随Kt,l(下标1代表基波)变化的根轨迹图，通过观察根轨迹图变化的规律，可以得到稳定范围内最大的K 1,r1以及最佳的K t, l随K ;z.1的变化曲线，如图6所示.从图中可以发现，随着K irl的增大，最大允许的K t, l基本稳定，也就是说系统稳定性受K irl的影响不大.但是最佳的K t, l却随着K irl的增加而增加，一旦增大至最大K t, l，此时的K ;z.1取值即为K irl的最大范围. 为了使电压环既有较好的动态性能又有较高的稳定性，本文选取K ;,
13、.1= 90，对应的K1.1= 0.058.图7即为K ;,.1= 90, ,= 0时的部分根轨迹图，很显然，当Kl.l= 0.058时，电压环有最佳动态性能而对5次、7次等谐波次谐振控制器，应根据非线性负载的实际情况有针对性的调整参数.图8给出了式( 6)和式(7)中的Bod。图，图8( a)即为式(6)中( 9)的BOde，从图上可以看出，经过设计之后的谐振控制器参数能提供非常宽的带宽，且不影响稳定性.图8( b)为式(中Z(习的Bode图，从图中可以看出在基波和谐波频率处，寄生内阻迅速减小，有效抑制了不平衡和非线性负载的影响.2仿真及实验结果分析为了能准确仿真实际的模拟系统与数字系统之间
14、的关系，本文构建了基于导Function的虚拟DSP系统仿真模型，如图9所示.所谓虚拟DSP系统是指在导Function中构建出一个准确反映DSP运行时序的仿真系统，其中包含中断、采样，离散控制和PWM发生等环节，这样就引入了离散藕合和数字延时，达到准确仿真的目的。 采用虚拟DSP仿真系统，进行了逆变器复杂负载的仿真.图10即为同时带不平衡负载和非线性负载时的仿真波形，仿真中引入了基波、5次、7次和11次谐振控制器.从仿真波形可以看出，采用本文提出的控制方法之后，不平衡负载时不平衡电压被明显抑制，而非线性负载的影响也被减到最小，从图10( b)的FFT分析图中可以看出，总的THD降到3. 81
15、% , 5次、7次和11次谐波分别被抑制到0. 21% ,0. 42%和1. 70%，效果非常明显。.本文还通过相关实验说明这种控制方法的优越.图11即为采用图5所示控制方法时，带不平衡负载的波形图，其中两相带负载，另一相空载.从实验波形(通过基于以太网的虚拟示波器得到)可以看出，不平衡负载对输出电压几乎没有影响，不平衡电压被有效抑制. 图12为未加入谐波次谐振控制器时带非线性负载的实验波形(只有基波次谐振控制器)，与之形成鲜明对比的是图13，图13中加入了5次、7次谐振控制器.图12,13中(。)A相实测电压波形，图12,13中(b)为A相电压波形的FFT分析结果，图12,13中(c为虚拟示波器采集得到的波形.从两图的对比可看出，5次、7次谐波被有效抑制，总THD也由5. 2%减小到3. 8%，达到了非常好的效
