《LLC 谐振变换器设计要素》由会员分享，可在线阅读，更多相关《LLC 谐振变换器设计要素（12页珍藏版）》请在金锄头文库上搜索。
1、LLC 谐振变换器的设计要素摘要：最近 LCC 谐振变换器备受关注，因为它优于 常规串联谐振变换器和并联谐振变换器：在负载和输入变 化较大时，频率变化仍很小，且全负载范围内切换可实现 零电压转换（ZVS）。本文介绍了 LLC型谐振变换器的分 析方法，回顾了 LLC 型谐振变换器的实际设计要素。其中 包括设计变压器和选择元器件。采用一设计实例，逐步说 明设计流程，有助于工程师更加轻松地设计 LLC 谐振器。I. 引言功率变换器设计中，对增大功率密度，缩小设计尺寸 的要求越来越高，迫切需要设计师提高开关频率。采用高 频工作将大大降低无源器件的尺寸，如变压器和滤波器。 但存在的开关损耗却对高频工作带
2、来不利影响。为减少开 关损耗，使高频工作正常，故提出谐振切换技术 1-7。这 些技术按正弦波处理功率，并且开关器件可以很方便地软 换向。因此，开关损耗和噪声可大幅度减少。常规谐振器 使用串联的电感电容作为谐振网络。负载连接有两种基本 结构，串联和并联。对于串联谐振变换器（ SRC） , 整流负载网络与一个 LC 谐振网络串联，如图 1 所示 2-4。从这个结构看来， 谐振网络与负载作为一个分压器。通过改变驱动电压 Vd 的频率，改变谐振网络的阻抗。输入电压将分配到这部分 阻抗和反射负载上。因为，它是一个分压器，SRC直流增 益始终小于 1。在小负载条件下，负载阻抗相对于与谐振 网络的阻抗非常大
3、；全部输入电压落在负载上。这使得人 们很难在小负载条件下调节输出。理论上，在没有负载的 情况下调节输出，频率会变为无限大。对于并联谐振变换器，整流负载网络与谐振电容是并 联的，如图 5-7 所示。由于负载同谐振网络是并联的， 因此不可避免地存在着大量的循环电流。这使得人们难以 在大功率场合下使用并联谐振电路。图 1 半桥串联谐振变换器图 2 半桥并联谐振变换器为了解决传统谐振变换器的局限性，提出了 LLC谐振 变换器 8-12。对比常规谐振器， LLC 型谐振变换器具有 许多优点。首先，它可以在输入和负载大范围变化的情况 下调节输出，同时开关频率变化相对很小。第二，它可以 在整个运行范围内，实
4、现零电压切换（ZVS）。最后，所 有寄生元件，包括所有半导体器件的结电容和变压器的漏 磁电感和激磁电感，都是用来实现ZVS的。本文讲述了一种半桥LLC谐振器的分析和设计要素。 利用基波近似法分析了电压和电流波形，并得到了系统增 益方程。选择一个输出为120W/24V直流/直流转换器的设 计作为典型的例子，来说明设计流程。II. 工作原理和基波近似图 3 为半桥 LLC 谐振变换器简化示意图，图 4 是它的 典型波形。图3 中, L是变压器励磁电感，Llk和Llk分别 mlkp lks表示变压器初级和次级的漏感。 LLC 谐振变换器的工作原 理和传统 LC 串联谐振变换器是类似的。唯一不同的是，
5、 激磁电感相对较小，因此L +Llk和C之间的谐振会影响变m lkpr换器的工作。由于激磁电感较小，存在着相当大的磁化电 流（I ）,如图4示。m一般来说，LLC谐振拓扑包括三部分，如图3所示； 方波发生器，谐振网络和整流网络。- 方波发生器，通过每次切换都以 50占空比交替驱 动开关Q1和Q2产生方波电压Vd。方波发生器级可 设计成一个全桥或半桥型。- 谐振网络包括一个电容器，变压器的漏磁电感和激磁 电感。谐振网络可以滤掉高次谐波电流。因此，即使 方波电压应用于谐振网络，基本上只有正弦电流允许 流经谐振网络。电流（I）滞后于施加于谐振网络的P电压（也就是说，方波电压（Vd）的基波施加到了半
6、d桥上的图腾），这允许零电压开启MOSFET。从图4 可以看到，当电流流经反向并联二极管时， MOSFET 开启电压为零。方披产生器图 3 半桥 LLC 谐振变换器的示意图- 整流网络通过整流二极管和电容器调整交流电，输出 直流电压。整流网络可设计成一个带有电容输出滤波 器的全桥或中心抽头结构。图 4 半桥 LLC 谐振变换器的典型波形谐振网络的滤波功能可以让我们用经典的基波近似原理获 得谐振器的电压增益，假定只有输入到谐振网络的方波电 压的基波有助于功率传递到输出。由于次级整流电路起到 一个阻抗变压器的作用，等效负载电阻与实际负载电阻是 不同的。图 5 显示了如何得到等效负载电阻。初级电路被
7、 替换成一个正弦电流源I和方波电压Vri，作为整流器输acRI入电压。因为I的平均值是输出电流I,可得到aco兀-1I =ac2 singt)(1)然后V 二+Vif sin(w t) 0RIo(2)V 二一VRIoif sin t) 0其中，Vo是输出电压 然后，计算VRI的基波V F =- singt)(3)RI冗 因为功率转换没有包含vri的谐波，V F除以I即得到RIRIacAC 等效阻抗RacVFRIac考虑变压器圈数比（n=Np/Ns），变压器初级的等效负载阻抗为：利用等式（5）的等效负载阻抗，得到LLC谐振变换器特性。利用图6示AC等效电路，计算电压增益M8n2ac 兀 2 o(
8、5)” V F n-V fM RO =RIVF VFdd鸣 singt)兀m sint)兀22n - VVin(6)利用等效负载阻抗，得到AC等效电路，如图6所示，V fd和VROF分别表示驱动电压Vd和反射输出电压VRO （nVRI） 的基波。图5等效负载阻抗RaC的推导其中w 2omlksacw 2P8n 2RRac兀2o1 1w,w 1ovL C p *L C 2 L R Cm ac r3 2 2 jw- (1 ) - (L + n 2 L ) + R (1 )r rp rL L + L , L L + L /(n 2 L )p m lkp r lkp mlks从等式（6）可以看出，电路
9、有两个谐振频率。一个由L和C确定，另一个由L和C决定。在实际变压器中，分r rp r别利用次级线圈开路和短路在初级测得L和L。p等式（6）需要关注的是，在谐振频率（毬）处，不管 负载怎么变化增益都是固定的。_ L _ L + n 2 Lm mlks wwoL LLp rm(7)图 6 LLC 谐振变换器的 AC 等效电路不考虑变压器次级的漏磁电感，等式（7）的增益变成 1。在以前的研究中，变压器次级的漏磁电感常被忽略，以 简化增益方程 8-12。然而，可以看到，如果忽略变压器 次级漏磁电感，计算的增益会存在相当大的误差，导致设 计结果不正确。假定Llk=n2Llk，等式（6）的增益可简化为lk
10、plks“2n - VM Vinw 2 k(),|w 2 k + 1.,w w 2(k +1)2, w 2j ( ) - (1 ) - Q + (a w w 22k +1oo)3 2P(8)其中k - Lm-lkp(9)A-3L / CQ r rRac(10)等式（7）K 表示的等式中谐振频率（咒）下的增益也可以简化成用Fairchild Power Seminar 2007L + L k +1mIkp =Lkm(13)L L2n-VoVin(15)L + n 2 LM= mlks =oLm尽管增益表示成等式（8），当操作一个实际的变压器时，增益最好表示成 Lp 和 Lr 的函数。因为这两个量
11、是很容易 pr测量的。把L和L用K表示，我们可以得到：prL 二 L + L 二（k +1） Lp m lkplkp（12）kL = L + L / L = L (1 +)r lkp m lkp lkp利用等式(12)和(13)，等式(8)变成(14)，、“2_ L “2j () - (1 -) - Q 厂+(1 -2 Loor等式（11）同时也可以用Lp和Lr表示k +1 L=pg3ok L Lp r利用等式（15）计算的谐振频率增益作为变压器的一个虚拟增益，图6所示的LLC谐振器的AC等效电路可以简化 只含有L和L的形式，如图7示pr图（8）给出了不同Q值下等式（8）的增益，其中k=5,
12、f=100kHz和f = 55kHz。从图8可以看出，当开关频率约 op等于谐振频率fO时，LLC谐振器的特性几乎与负荷无关。 这是LLC型谐振变换器一个独特的优势，与常规串联谐振 变换器相比。因此，最好让变换器工作在谐振频率周围， 以减少小负载情况下开关频率的变化。LLC 谐振变换器的工作范围受到峰值增益（可达到的最大 增益）的限制，即图 8中*表示的位置。需要注意到， 峰值电压增益不发生在fO也不是。峰值增益对应的峰值 增益频率在fp和fo之间，如图8 示。随Q值降低（负载减 少），峰值增益频率向 fp 移动，并且峰值增益较高。随 Q 值上升（负载增加），峰值增益频率偏向厶，峰值增益下 降
13、。因此，满负载状态应该是谐振网络设计要考虑的最坏 情况。另一个决定峰值增益的重要因素是L和Llk之间的比值，m lkp即等式（9）中定义的K值。即使通过等式（8）能够获得 某一特定条件下的峰值增益，但是要用很简洁的形式表达 峰值增益是很困难的。此外，对于谐振频率（0）以下的频 率，从等式（8）求得的增益，因为基本近似，存在一定的 频率误差。为了简化分析和设计，通过使用模拟工具可以 获得峰值增益。图9说明了对于不同的k值，峰值增益（可 达到最大增益）是怎样随Q变化的。由此看来，降低K或 Q 值能够获得较高的峰值增益。对于给定的谐振频率（ fo） 和Q值，降低K意味着减少激磁电感，导致循环电流增加
14、。 因此，需要在可用增益范围和传导损失之间作一个折中。图 7 LLC 谐振变换器简化 AC 等效电路图 8 LLC 谐振变换器的典型增益曲线（ k=5, fo=100kHz ）A-4Fairchild Power Seminar 2007图9不同k值下，峰值增益（可达到最大增益） 随Q变化曲线第一步 定义系统参数第一步必须定义以下参数。-预估效率（Ef）：估计电源转换效率主要用来计算某一 ff最大输出功率下的最大输入功率。如果没有可用的参考值，对于低压输出应用场合，Ef 一般取0.880.92；对于高压输 ff出应用场合，Ef般取0.920.96。有了预估效率，可以计 算最高输入功率P =存（16）in Eff
