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1、电动汽车充电器电路拓扑的设计考虑 文章作者：秦海鸿 朱德明 严仰光文章类型：设计应用 文章加入时间：2004年5月20日20:45文章出处：电源技术应用 摘要：对电动汽车车载电池的充电器进行了讨论。根据SAEJ1773对感应耦合器设计标准的规定，及不同的充电模式，给出了多种备选设计方案，并针对不同的充电模式、充电等级，给出了最适合的电路拓扑方案。 关键词：电动汽车；充电器；拓扑选择引言早在20世纪初期，在欧洲和美国的轿车驱动系统上，曾使用过电力驱动系统，当时的电动车已取代了昔日的马车和自行车成为主要交通工具。电动汽车所具有的舒适、干净、无噪声，污染很小等优点曾一度使人们认为这将是交通工具的一个
2、巨大革新。但由于当时电池等关键技术的困扰，以及燃油车的发展，100年来电动汽车的开发一直受到限制。随着现代高新技术的发展和当今世界环境、能源两大难题的日益突出，电力驱动车辆又成为汽车工业研究、开发和使用的热点。世界各国从20世纪80年代开始，掀起了大规模的开发电动汽车的高潮。但电动汽车的市场化一直受到一些关键技术的困扰。其中，比较突出的一个问题就是确保电动汽车电池组安全、高效、用户友好、牢固、性价比高的充电技术12。1 充电技术电动汽车电池充电是电动汽车投入市场前，必须解决的关键技术之一。电动汽车电池充电一般采用两种基本方法：接触式充电和感应耦合式充电。 1.1 接触式充电接触式充电方式采用传
3、统的接触器，使用者把充电源接头连接到汽车上。其典型示例如图1所示。这种方式的缺陷是：导体裸露在外面，不安全。而且会因多次插拔操作，引起机械磨损，导致接触松动，不能有效传输电能。 1.2 感应耦合式充电感应耦合式充电方式，即充电源和汽车接受装置之间不采用直接电接触的方式，而采用由分离的高频变压器组合而成，通过感应耦合，无接触式地传输能量。采用感应耦合式充电方式，可以解决接触式充电方式的缺陷34。图2给出电动汽车感应耦合充电系统的简化功率流图。图中，输入电网交流电经过整流后，通过高频逆变环节，经电缆传输通过感应耦合器后，传送到电动汽车输入端，再经过整流滤波环节，给电动汽车车载蓄电池充电。感应耦合充
4、电方式还可进一步设计成无须人员介入的全自动充电方式。即感应耦合器的磁耦合装置原副边之间分开更大距离，充电源安装在某一固定地点，一旦汽车停靠在这一固定区域位置上，就可以无接触式地接受充电源的能量，实现感应充电，从而无须汽车用户或充电站工作人员的介入，实现了全自动充电。图4 感应耦合充电变换器原理框图2 感应耦合充电标准SAE J-1773为实现电动汽车市场化，美国汽车工程协会根据系统要求，制定了相应的标准。其中，针对电动汽车的充电器，制定了SAE J-1772和SAE J-1773两种充电标准，分别对应于接触式充电方式和感应耦合充电方式。电动汽车充电系统制造商在设计研制及生产电动汽车充电器中，必
5、须符合这些标准。SAE J-1773标准给出了对美国境愀应充电耦合器最小实际尺寸及电气性能的要求。图5 两个开关管的隔离式Boost变换器 充电耦合器由两部分组成：耦合器和汽车插座。其组合相当于工作在80300kHz频率之间的原副边分离的变压器。对于感应耦合式电动汽车充电，SAE J-1采用三种充电方式，如表1所示。对于不同的充电方式，充电器的设计也会相应地不同。其中，最常用的方式是家用充电方式，充电器功率为6.6kW，更高功率级的充电器一般用于充电站等场合。表 1SAE J-1773推荐采用的三种充电模式充电模式充电模式充电方式 功率等级 电网输入模式1模式2模式3 应急充电家用充电充电站充
6、电 1.5kW6.6kW25160kW AC120V,15A单相AC230V,40A单相AC208600V三相根据SAE J-1773标准，感应耦合器可以用图3所示的等效电路模型来表示。对应的元件值列于表2中。表2 充电用感应耦合器等效电路模型元件值fmin(100kHz) fmax(350kHz) Rpmax/mLp10/HRsmax/kLs10/HRmmin/mLm10/Cs/F匝比每匝电压/V耦合效率/绝缘电阻/M最大充电电流/A最大充电电压/V200.81.645200.80.024:410099.5100400474 400.51.355400.50.024:410099.51004
7、00474 变压器原副边分离，具有较大的气隙，属于松耦合磁件，磁化电感相对较小，在设计变换器时，必须充分考虑这一较小磁化电感对电路设计的影响5。在设计中仍须考虑功率传输电缆。虽然SAE J-1773标准中没有列入这一项，但在实际设计中必须考虑功率传输电缆的体积、重量和等效电路。由于传输电缆的尺寸主要与传输电流的等级有关，因而，减小充电电流可以相应地减小电缆尺寸。为了使电缆功率损耗最小，可以采用同轴电缆，在工作频率段进行优化。此外，电缆会引入附加阻抗，增大变压器的等效漏感，在功率级的设计中，必须考虑其影响。对于5m长的同轴电缆，典型的电阻和电感值为：Rcable=30m；Lcable=0.51H
8、。3 对感应耦合充电变换器的要求根据SAE J-1773标准给出的感应耦合器等效电路，连接电缆和电池负载的特性，可以得出感应耦合充电变换器应当满足以下设计标准。3.1 电流源高频链感应耦合充电变换器的副边滤波电路安装在电动汽车上，因而，滤波环节采用容性滤波电路将简化车载电路，从而减轻整个电动汽车的重量。对于容性滤波环节，变换器应当为高频电流源特性。此外，这种电流源型电路对变换器工作频率变化和功率等级变化的敏感程度相对较小，因而，比较容易同时考虑三种充电模式进行电路设计。而且，副边采用容性滤波电路，副边二极管无须采用过压箝位措施。 3.2 主开关器件的软开关感应耦合充电变换器的高频化可以减小感应
9、耦合器及车载滤波元件的体积重量，实现电源系统的小型化。但随着频率的不断增高，采用硬开关工作方式的变换器，其开关损耗将大大增高，降低了变换器效率。因而，为了实现更高频率、更高功率级的充电，必须保证主开关器件的软开关，减小开关损耗。图8和图9 3.3 恒频或窄频率变化范围工作感应耦合充电变换器工作于恒频或窄频率变化范围有利于磁性元件及滤波电容的优化设计，同时，必须避免工作在无线电带宽，严格控制这个区域的电磁干扰。对于变频工作，轻载对应高频工作，重载对应低频工作，有利于不同负载情况下的效率一致。3.4 宽负载范围工作感应耦合充电变换器应当能够在宽负载范围内安全工作，包括开路和短路的极限情况。此外，变
10、换器也应当能够工作在涓流充电或均衡充电等模式下。在这些模式下，变换器都应当能保证较高的效率。3.5 感应耦合器的匝比原副边匝比大可以使得原边电流小，从而可采用更细线径的功率传输电缆，更低电流定额的功率器件，效率获得提升。3.6 输入单位功率因数感应耦合充电变换器工作在高频，会对电网造成谐波污染。感应充电技术要得到公众认可，获得广泛使用，必须采取有效措施，如功率因数校正或无功补偿等技术，限制电动汽车感应耦合充电变换器进入电网的总谐波量。就目前而言，充电变换器必须满足IEEE5191992标准或类似的标准。要满足这些标准，加大了感应耦合充电变换器输入部分及整机的复杂程度，增加了成本。而且，根据不同
11、充电等级要求，感应耦合充电变换器可以选择两级结构（前级为PFC后级为充电器电路）或PFC功能与充电功能一体化的单级电路。4 变换器拓扑选择根据SAE J-1773给出的感应耦合器等效电路元件值，及上述的设计考虑，这里对适用于三种不同充电模式的变换器拓扑进行了考察。如图2所示，电动汽车车载部分包括感应耦合器的插孔部分及AC/DC整流及容?滤波电路。首先，对直接连接电容滤波的整流电路进行考察。适合采用的整流方式有半波整流，中心抽头全波整流及全桥整流。其中，半波整流对变压器的利用率低；全波整流需要副边为中心抽头连接的两个绕组，增加了车载电路的重量和体积；全桥整流对变压器利用率高，比较适合用于这种场合
12、。图4给出基于以上考虑的感应耦合充电变换器原理框图。图中，输出整流采用全桥整流电路，输出滤波器采用电容滤波，输入端采用了PFC电路以限制进入电网的总谐波量不会超标，这里采用的是单独设计的PFC级。低功率时，PFC也可与主充电变换器合为带PFC功能的一体化充电电路。 如前所述，充电器设计中很重要的一个考虑是感应耦合器匝比的合理选取。为使设计标准化，按3种充电模式设计的感应耦合充电变换器都必须能够采用相同的电动汽车插座。限制充电器高频变压器副边匝数的因素包括功率范围宽，电气设计限制和机械设计限制。典型的耦合器设计其副边匝数为4匝。对于低充电等级，一般采用11的匝比，对于高充电等级，一般采用21的匝
13、比。对于30kWh以内的储能能力，随充电状态不同，电动汽车电池电压在DC200450V范围内变化，变换器拓扑应当能够在这一电池电压变化范围内提供所需的充电电流。4.1 充电模式1 这是电动汽车的一种应急充电模式，充电较慢。按这种模式设计的充电器通常随电动汽车携带，在没有标准充电器的情况下使用，从而必须体积小，重量轻，并且成本低。根据这些要求，可采用单级高功率因数变换器，降低整机体积，重量，降低成本，获得较高的整机效率。图5给出一种备选方案：两个开关管的隔离式Boost变换器6。在不采用辅助开关时，单级Boost级电路提供PFC功能并调节输出电压。当输入电压为AC120V时，输入电压峰值为170
14、V，由于变压器副边匝数为4匝，输出电压的调节范围为DC200400V，因而变压器可以采用11的匝比，原边绕组均采用4匝线圈。典型的电压电流波形如图6所示。当原边开关管S1及S2均开通时，能量储存在输入滤波电感中，同时输出整流管处于关断态。当开关管S1及S2中任一个开关管关断时，储存能量通过原边绕组传输到副边。由于变换器的对称工作，变压器磁通得以复位平衡。为使输入电感伏秒积平衡，必须满足（1）Vinmax(Np/Ns)VB(1Dmin) （1）假定变压器匝比为11，最大输入电压为170V，则输出电压为DC200V时占空比为0.15，输出电压为DC475V时占空比为0.5。如图5所示，主开关管上的
15、电压应力为2VB。当输出电压为DC400V时，开关管电压应力是DC800V，这一电压应力相当高。而且，由于传输电缆和感应耦合器的漏感，器件电压应力可能会更高。为了限制器件最大电压应力，可以采用图5所示的无损吸收电路。但无论是在哪种情况下，都必须采用1200V电压定额的器件。因高耐压的MOSFET的导通电阻较高，导通损耗就会很大。因而，要考虑采用低导通压降的高压IGBT。但IGBT器件开关损耗也限制了开关频率的提高。开关管的平均电流为ISavg=(1/2)ILavg （2）对于1.5kW功率等级，输入电流有效值为15A，平均开关电流是13A，峰值电流为22A，需要电流定额至少为30A的开关器件。尽管这个方案提供了比较简单的单级功率变换，但也存在一些缺陷，如半导体器件承受的电压应力较高、输出电压调节性能差，输出电流纹波大。为了降低器件的开关损耗，可以采用图5所示的软开关电路。给MOSFET设计的关断延时确保了IGBT的ZVS关断。在电流上升模式中，MOSFET分担了
