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1、D RVIVS PCVDDVSS UQX6103 JvsnC目录:一. 初识QX6103的供电与工作原理 2二. 设计合理的输入、输岀压差，避免不启动和闪烁 4三关于MOSFET与肖特基的选型 5 MOS的耐压要大于Vin MOS电流能力的选型 肖特基D4的耐压一般要大于Vin四.关于恒流取样电阻器的选择 7 恒流取样电路的解说 调光电路元器件取值的建议 五.QX6103电感等外围参数计算器 计算器简述 计算器自动生成BOM结尾初识QX6103的供电与工作原理。如上图，是QX6103典型的应用电路图，它是一个经典的浮地型非隔离DC/DC BUCK架构。我们 先来对这个电路的工作原理解释一番。
2、在上电瞬间，Vin通过R1电阻器，提供一个10uA的电流给QX6103启动工作，此时，QX6103 将DRV置高，Q1 N-MOS的DRAIN-SOURCE导通。这个10uA电流，是在MOS关闭的情况下提 供的，因此上电时电流获取环路如下：OVIN OrtVl VSP-VUDVSS ：QX6103VSN - 一旦QX6103获取了 10uA电流,即在DRV相对VSS ( AGND )产生一个5V左右的电平信号， 驱动Q1 MOS导通，此时电路正式开始工作，并在MOS导通期间，产生2个主要的作用：点亮LED , 对L1电感器充电。MOS导通期间的电流走向如下：如上图的A、B、C电势点，是AGND
3、等电势的。由于电荷并不会在等电势的两个点之间流动， 因此，在MOSFET导通的瞬间，并不会对C3和C2电容器进行充电。 由于QX6103是定频200kHz的IC , MOS会很快关断一段时间。根据“楞次定律”，电感会尽可能 阻碍磁通量发生变化，从而在电感中形成了一定方向的电流。如下图：如上图，电流从A点出发（电感产生的电流会沿着之前的电流方向继续流动），产生了 3个功能：通过红色的续流回路给点亮LED ,以及通过绿色的回路给电容器C3供电，通过浅绿色的回路给QX6103 的 Vdd 供电。一般情况下，L1电感器A-B两端所产生的电势差为LED的Vf值、续流二极管D4的VF值和R2上的取样电压之
4、和。譬如，LED的Vf值为9.0V , D4的Vf值为0.4V , R2取样电压为0.2V ,则L1 两端的电压 Vab二9.0+0.4+0.2二9.6v。由于C3储能电容器的负极是连接到AGND的，也就是电感器B点。于是，电容器的电压应该是L1电感器Vab电压减去肖特基D3的Vf值。继续之前举例，如果Vab=9.6V ,肖特基D3的Vf0.4Vo 则 C3 电容器充满电电压 Vc3=Vab-V（D3）=9.6-0.4=9.2Vo 由于QX6103的静态工作电流只需要0.7mA ,如规格书PAGE5所示。静态电流ISTANDBY0.7niA为了让电路更可靠的工作，我们常常给芯片备足足够的驱动电
5、流，如1.5mA来计算电路的裕量。 以电路工作电压为5.3v的典型值来计算，要给芯片足够的工作电流，则限流电阻器R3的取值应该 为：R3（Vc3-VDD（TYP）/1.5mAo 继续之前之举例，如果 Vcs=9.2v ,则 R3（9.2v-5.3v）/1.5mA=2.6kQo 一般情况下，根据Vdd所需要的电流，以及C3电容器充放电时间（仁200kHz ）, C3至少需要 8.2uF的电容值；一般默认取值10uFo至此，QX6103的Vdd （相对AGND ）达到了稳恒状态，从而周而复始的重复点。电路进 入恒流状态。二.设计合理的输入、输出压差，避免不启动和闪烁Duty弓空比I相对于QXMD其
6、他DC/DCBUCK主控（如QX6103 ,QX5241球说,QX6103是一个定频200kHz 且带有最大占空比的BUCK主控，定周期5ps，最大占空比为95%o而占空比Duty近似符合以下公 式：Duty=Vout/Vin=VLED/Vino 一旦输出/输入大于95%，则QX6103将无法满足恒流取样，影响了开关， 导致了 Vdd无法取电正常（只有当MOS关断时，C3电容器才能充电），肯定会导致闪烁的产生。精确的说，Duty计算公式中的输入电压还是在变化的。这包括传导线缆线损压降、MOSFET导 通压降、Res取样电压、电感器的自身损耗压差等。因此，将这些加起来，则输入、输出压差还需要 拉
7、大。一般情况下，在2A LED电流的水平，我们预计会有0.55V的压差。在4A输出电流下，大约会 有1.1A的压差。如上图，即使输出电流很低，接近0A ,但是稳定的输入输出压差也不会是0V。这是因为要使得电 路稳定，R2作为恒流取样电阻，必须产生0.2V的压差。综上所述，必要的压差是需要的。三. MOSFET与肖特基的选择CAGNDGNDDRV VSPDVSSQX6103 MOS的耐压一般要大于Vino如上图，QX6103的DRV输出低电平，此时MOSFET关闭。我们同意以系统大地为零电势 (GND=0V ),贝ij MOSFET的D点(DRAIN )为Vin电压，S点相对大地GND的电势为:
8、 Vs=Vled+Vba+Vr2o其中，VBA电压指的是B点减去A点的电压差，而这个电势接近VLED电压， 但却是一个负值(因为MOS关闭时，电流从A点流出，B点流入b从上文(一，)可知，Vba=-Vab=-(Vled+Vd4+Vr2)O 因此，S 点电势 Vs二Vled+Vba+Vr2二 Vled-(Vled+Vd4+Vr2)+Vr2=- Vd4o 此时，MOS 关闭的情况下，Vds二VdVs二 Vin( Vd4)= Vin+VD4。普 通肖特基以VF=0.4v为例，则MOSFET的耐压值应该大于Vin+0.4Vo譬如，如果输入电压最高为Vin( max)=80V,则MOS耐压应该大于80.
9、4V。 MOS电流能力的选型。MOS Ml从电路的架构可知，占空比Duty通常是由Vout/vin决定的。在一个 模式下，MOSFET只有在DRV为高电平时Ton导通，而在DRV为低电平时Toff关闭。因此，占空 比越高，则MOSFET在单位时间内导通的时间越长，理论发热越大；占空比越低，则单位周期内导 通时间越短，理论发热越小，这通常是呈现线性下降。但问题是，输入电压越高，则流通的电流越大， 由于MOSFET的耗散功率为Pd=l2*Ron*Dutyo因此，输入电压越高，反而耗散功率会呈现上升趋势, 发热在加大。因此，任何时候选择一个足够小导通阻抗的N-MOSFET会非常有用。一个关键的因素是
10、，QX6103 的Vdd工作电压只有5.3v（ TYP ），因此，驱动MOSFET的电平电压也只有5.3V ,所以，在选择MOSFET 的时候，除了考量其Vds耐压能力，同样需要关注Ron4.5V的参数。一般来说，对于2A的输出电 流时，选择一个低于100mQ的N-MOS是不错的选择。以下是一些常规的N-MOS的关键参数可供参考： 肖特基D4的耐压一般要大于Vin。通导S11QDIQX6103DRV VSPAAGND从上图可以看岀，当Q1 MOSFET导通时，则Drain与Source理论上短接在一起，此时,D4肖特基二极管的K极（阴极）电势为Vin ,而A极（阳极）电势为零电势（GND ）,
11、则很明显可以看出，D4肖特基续流二极管的耐压值应该至少等于Vin（MAX）输入电压。关于D4肖特基的电流选择，一般来说，D4肖特基只有在电感器放电时，才会有电流流经其自身。 且平均有效电流应该等于LED的实际输岀电流iLEDo因此，如果LED输出电流为2A ,则起码应该 选择2A持续电流的Schottky肖特基等快恢复、超快恢复二极管。另一方面，很多应用常常考虑到很高的输入电压，使得我们不得不选择更高耐压的肖特基。我们 知道，肖特基KA耐压值越高，则其对应流经同样电流的Vf值将持续提升。而肖特基的耗散功率计 算为：PD（Zener）=l*VFo所以，如果一个电路通常工作在低压（譬如12VdC
12、）,但不得不考虑到各种浪 涌和峰值电压（如80VDC ）,则我们不得不选择耐压值超过80V的肖特基（譬如耐压值为100V/1A 的SS110）,即使单个肖特基的电流能够满足整机产品设计需求，但由于其高达0.85V的VF值，相 对其他低耐压的肖特基来说，其耗散功率大幅度增大。此时，我们不得不通过并联多个同型号的肖特 基来分散热量。以下是常规100V以内肖特基的耐压，持续电流和Vf等关键参数：四. 关于恒流取样电阻器的选择 电路解说QX6103采用了高端恒流技术，因此电流的设定非常简单，只需要通过一个简单的取样电阻器即 可以达到电流设定的目的。LED电流的计算是：Iled=0.2V/Rcs ;其中
13、，Res的单位是Q。因此，即 使我们知道QX6103并没有完整的PWM调光电路，我们依然可以通过简单的通过改变取样电阻器 的方法来改变LED输出电流。如上图，是一个完整的简单2档恒流取样调光电路。之所以要増加一个PC817之类的光耦，是 因为调光开关的地一般等同于系统输入的大地（GND）,而我们知道，QX6103的芯片地是浮起来的， 我们标记为AGNDo因此，使用传统的调光电路并不能够满足电流调整的要求（主要是地电势不平 通过光耦可以很容易的解决这一情况。如上图，Vin通过给一个开关，通过PC817光耦的1 , 2引脚，然后通过R7直接到GND （系统 大地），此时如果开关是闭合时，则PC8仃
14、的3,4引脚是短接在一起的，此时G端电平为低，则Q2 MOSFET的DRAIN与SOURCE （ DS两端）将断开，则实际的取样电阻器为R2A。一旦开关断开，此时PC817的1,2引脚将没有电流通过，则光敏三极管无电荷，此时G点电压 被R5拉高到Vdd （其中Vdd为QX6103的芯片供电对AGND的电压b则Q2 MOSFET导通，DRAIN-SOURCE短接在一起，此时实际的取样电阻器Res为：R2A/（R2B+Rmos）o其中，Rmos 是MOSFET在Vgs=Vdd时的导通电阻。由于多了这一并联回路，则实际的取样电阻值将减少，所以，实际的LED驱动电流Iled将会提升。 通过这个简单的电
15、路，达到了 2档调光的目的。调光电路元器件取值的建议：根据PC817/EL817的应用建议，我们建议在光耦pin1,2引脚（内部LED ）流过的电流至少为 1mAo因此，R7电阻器的取值应该为：R7Vin（MIN）-Vf（LED）/1mAo 一般来说，PC817内部光电 二极管的Vf值为1.1vo因此，如果输入电压Vin最小为36v ,则R7 （ 36-1.1 ）/1mA=34.9kQo另一方面，在设计时也需要考虑到R7电阻器的耗散功率为Pd（R7）=l2*R7o如果通过R7的电流 为1mA ,则Pd（ R7）=0.001*0.001*34.9k=0.0349wo因此,至少应该选取lw/16的耗散功率的电阻器。五. 使用QX6103电感等外围参数计算器来进行元器件值的计算。 QX6103计算器是一个全自动的计算器，能够自动的计算出电路中所有的必要和关键元器件 参数。一般情况下，如果电路是典型和标准的，则预计所有元器件都可以自动计算。这包括电感器的 感量，线径；
