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1、改进的单级功率因数校正AC/DC变换器的拓扑综述梁奇峰，黄少先（华南理工大学电力学院雅达电源实验宅，广东广州 510640）摘要：单级功率因数校正（简称单级ITC）山于控制电路简单、成木低、功率密度高在中小功率场合得到了 广泛的应用。但是，单级PFC中存在一些问题，如储能电容电压随输入电压和负载的变化-而变化，在输入 高压或轻载时，电容电压可能达到上千伏:变换器的效率低:开关损耗大等缺点。介绍了几种改进的拓扑 结构以解决这些问题。关键词：功率因数校正；AC/DC变换器；单级1 概述为了减小对交流电网的谐波污染，国内外都制订了限制电流谐波的有关标准（如IEC1000-3-2） o因 此，要求交流
2、输入电源必须采取措施降低电流谐波含昴，提高功率因数。目前广泛采用的有源功率因数校 正方法有两种,即两级PFC和单级PFC。两级PFC方案1如图1所示,将PFC级输出端与DC/DC变换器相 串联，两级控制电路相互独立。图1 两级ITC方案图级使输入电流跟随输入电压，使输入电流正弦化，捉高功率因数，减少谐波含戢。后接的DC/DC 级实现输出电压的快速调节。山于采用两级结构，电路复杂，装置费用高，效率低。在小功率应用场合， 两级PFC很不适用。因此，研究单级汕C及变换技术成为电力电子领域中的一项重要课题。单级汕C2 3将PFC级和DC/DC级组合在一起共用一个开关管和一套控制电路，同时实现对输入电
3、流的整形和对输出电压的调节。它丄两级方案不同的是，控制电路只调节输出电压，保证输出电压的稳定, 在稳态时，占空比恒定，因此，要求I代级的电流能自动跟随输入电压，虽然，单级I代变换器的输入电 流不是正弦波，PF值不如两级方案高，但山于IEC1000 3 2只对电流谐波含最有要求，对I中值没有严格的要求，单级卩卩C变换器的输入电流谐波足以满足IEC1000 3 2。而且山于采用单级结构，电路简单, 成本低，功率密度高。因此，单级PFC变换器在小功率场合得到了广泛的应用。木文主要对单级汕C的拓扑进行了分析，指 出了存在的问题，介绍了几种改进的拓扑结构以解决这些问题。2 单级隔离式Boost PFC电
4、路的分析及存在的问题典型的单级隔离式Boost ITC电路如图2所示，该拓扑是山升压型叩C级和正激式DC/DC变换器组合 而成。有源开关S为共亭开关，G为缓冲电容。通过控制S的通断，电路同时实现对输入电流的整形和对 输出电压的调节。JDirM-iriDnDnC=U2图2 典黑的单级隔离式boost P1;C电路众所周知，电流断续模式（DS1）的Boost变换器，在固定占空比下电流自动跟随输入电压，因此，I中C 级工作在DCM下可以得到较高的功率因数。但是，输入和输出电感电流的蜂值较高，増加了有源开关的电 流应力和开关损耗；变换器的效率低；另外电路盂要一个更大的EMI滤波器。如果要求减小开关器件
5、的电 压、电流应力，那就需要PFC级工作在电流连续模式（CCM）下，同时可以提高整个变换器的效率并减小 EMIo如在图2的a和b之间加一电感L1,可以使PFC级工作在CCM下。对于DC/DC变换器而言,为了提 高变换器的效率，一般工作在（XM下，因此，占空比不随负载变化。当负载变轻时，输出功率减小，而I中C 级输入功率同重载时一样，则充入储能电容的容最大于从储能电容抽走的能最，导致储能电容电压上升。 为了保持输出电压一致，电压反馈环调节输出电压，使占空比减小，输入能最也相应减小，这个动态过程 要到输入和输出功率平衡后才停止。负载减小带來的后果是直流总线电压明显上升，也就是电容电压明显 上升，甚
6、至达到上千伏。降低电容电压通常令两种方法：一种方法就是采用变频控制4, Mf以使电容电压低于450V,但是频 率变化范用可能高达十倍，不利于磁性元件的优化设计；另一种就是采用变压器绕组实现负反馈。如果PFC 级和DC./DC变换器都丁作在CCM下，输出功率减小时，如然占空比不变，但输入功率也会相应减小，抑制 了储能电容电压的增加,它的效率是最高的,PF值有所降低,但是，很难找到一种拓扑完全工作在CCM下, 设计上也相对复杂。串联单级叩C变换器的功率流图如图3所示，从图中可以看出，功率山输入传送到输 Hb经过了两次变换，效率低。图3串联单级PFC变换器的功率流图因此单级PPC变换器的主要问题是在
7、使输入电流谐波满足1EC1000-3-2和快速调节输出电压的同 时，降低电容电压和提高效率；另外单级IYC变换器工作在硬开关状态时，开关器件承受的电压、电流应 力高，因此，开关损耗很大。所以，人们提出了用变压器绕组实现负反馈，用软开关技术以及并联ITC等 方法來降低电容电压.开关损耗和提高效率。下面介绍几种改进的拓扑以解决这些问题。3 儿种改进的拓扑介绍3. 1 单级并联PFC变换器1 6 7 如前所述.无论是单级还是两级结构，串联式拓扑结构的效率都较低。为了提高变换器的效率，人们 提出了并联呼C方法。其基本思路如下：假设/Y-l, PFC输入功率与输出功率关系如图4所示，平均输入 功率几的6
8、X% （70经过一次功率变换到达负载，32%的剩余功率（凭）为输入与输出功率在半个电网周 期内的差，经过两次功率变换到达负载1 o图5为该方法的功率流图,出经过两次功率变换到达输出，其 余部分”经过一次功率变换达到输出，从而提高了电路效率，并H高于两级和串联单级变换器。h图1PFC输入功率场输出功率关系图图5 单级并联PI-C方法的功率流图典型的单级Boost PPFC变换器1如图6所示,电路在原带隔离变压器Boost拓扑结构中加入了S?及电路丁作时，当检测到输入功率（几）小于输出功率（加时，0开通，中的能量释放到输出， 这部分能量为必。当输入功率 g 大于输出功率（儿）时，匕关断，通过控制&
9、S使多出的能最存入 G。因此，电路的控制要实现三个功能，即输入电流控制，输出电压控制和电容电压控制。这种円代变换 器的主要优点是效率髙。山于这三个被控最之间存在耦合关系，所以，控制电路复杂，控制器设计困难： 另外，开关管数冃多，成木较高，这些都是该变换器的主要缺点。因此，它适用于较大功率场合而不适用 于小功率场合。于是文献6提出了一种单级反激PPFC变换器,如图7所示。a：rd)Q_DI图6 单级Boosl P1VC变换器乂 6CTTj6图7 单级反激IVI；C变换器T, S, D；“ G,水构成电路的至支路，T及必组成电路的辅助支路。储能电容G通过D充电到输入电 压的峰值电压作为辅助支路的输
10、入电压。山于两个并联反激支路同时工作，使用二极管D?和D：j來防止这两 个支路之间产生循环电流。该变换器宙输入电压人和储能电容G同时给负载提供能最。尽管输入电压沧 给负载提供大部分能量。但是，当输入电压很小时，负载的能量主要山储能电容Q提供。两个变圧器可以 在DCM或CCM下工作。对于小功率应用，为了提高效率，两个变压器都工作在DCM下。主支路与辅助支路 之间的功率分配决定输入电流的谐波含昴，而变压器及T?的电感值决定功率分配。所以，通过正确的设 计变压器T及T2的电感值可以使输入电流的谐波含昴满足1EC1000-3-2的要求。该变换器仅用一个有源开 关和一个控制环就可快速地调节输出电压。它的
11、主要优点是结构简单、效率高、储能电容电压被箝位，电压值的大小等于输入电压的峰值，对功 率开关管没有产生附加的电压应力。另外，在S开通时，山貢接传递大部分能最到负载，降低了开关管 的电流应力,提高了变换器的效率。它的主要缺点是元件数目多,成本较高。3. 2用变压器绕组实现负反馈的单级P11变换器用变压器绕组实现负反馈的单级1TC变换器8如图8所示。用为变压器耦合的绕纽.。用变压器绕组A实现负反馈來抑制电容电压丿。当汩|：通时，K加在变压器的初级绕组為因此，绕 组州上的电压同氏成正比。只有当输入整流后的电压大于州上的电压时,电感厶上才有电流;S关断时， 厶上的能量经过D释放到久 负载变化引起K变化
12、，加在厶上的电压立刻变化，从而改变了输入电流和输 入功率，有效地抑制了 K的朗长。但A的加入降低了功率因数，増加了电流谐波含量。在图8的A和B之间再增加一个绕组皿37如图9所示。加绕组皿之后，在S关断时.加在电感 厶上的反向电压为鼻和抠上的电压之和减去输入电压，减小了输入功率，从而进一步降低了氏，同时，也 提高了功率因数。N2的选取应该满足川+皿州。可见，增大皿可以降低电容电压，提高效率，但同时降低 了功率因数，增加了电流谐波含最。图8用变压器绕组实现负反馈的单级IVC变换器如果要求更低限度地减小开关器件的电圧、电流应力，那么在图8和图9中的二极管IL和绕组间 加入电感厶，使输入电流工作在CC
13、M下。厶可以利用变压器漏感，也可以另外加一个电感3。图9川双绕组实现负反馈的单级1TC变换器3. 3 带低频辅助开关的单级PFC变换器9用变压器附加绕组实现负反馈降低了电容电压.提高了效率。但同时降低了功率因数增加了电流谐波含最。文献9针对这一不足提出了一种带低频辅助开关的单级PFC变换器不仅令效地抑制了电容电压, 提高了效率，同时还提高了功率因数减少了电流谐波含量。帶低频辅助开关的CCM单级ITC变换器如图10所示，S为主开关.S,为辅助丿|咲。图10 带低频辅助开关的CCM单级PIT变换器辅助开关S,的驱动波形如图11所示，当输入电压在零附近时，辅助开关5导通，使附加绕组皿短路, 从而改善
14、了输入电流的波形，减少了输入电流的谐波含最，提髙了功率因数。当输入电压大于某一值时，辅助开关管s关断：英余的工作情况与图8利图9相似。辅助开关S”在输 入电压很小时才导通工作，其余时间不工作。因此，流过S的电流很小，S,的功率损耗很小。山图11知， 辅助开关的工作频率为交流电源频率的两倍。故在整个工作期间，S的开关损耗很小。另外，辅助开关 的控制电路也很简单。山上述分析紂，带低频辅助开关的单级PFC变换器减小了输入电流的谐波含最：提 高了功率因数和效率：降低了电容电压。图11 辅助开关S,的驱动波形辅助开关S,也可以放在其他位置，得到不同的拓扑结构，如图12所示。图12G1)所示的电路使L1旁
15、 路，也就是说，输入电压在零附近时，导通开关S，使厶短路，电路丁作在DCM下，从而增加了输入电流, 这种方法不能消除输入电流的死角。因此 与图10的电路相比，图12G1)的电路的输入电流的畸变更大。S,另外一种实现方式如图12(b)所示,使厶和都旁路,也就是说，输入电压在零附近时,导通开关弘使厶和都短路。这种方法可以完全消除输入电流的死角.提高功率因数。但是，与图10的电路相比,图12(b)电路中的储能电容电压更高。因为，图12(b)电路有一小部分时间工作在DCM下。另外，该方法也 可以应用在其他的DCM/CCM单级PFC变换器中,如图13所示的带低频辅助开关的DCM单级PFC变换器。 使厶和A；都旁路图12S.不同位置的实现方式图13 带低频辅助开关的DCM单级PFC变换器3. 1带令源箝位和软开关的单级ITC变换器单级隔离式1TC变换器与普通的DC/DC变换器相比有电压、电流应力高，损耗大的缺点。因此，采用 有源箝位和软开关等先进技术來减小单级隔离式1TC变换器的开关损耗和电压应力。带有源箝位和软开关的单级隔离式ITC变换器10如图14所示。S为主开关，S”为辅助开关
