第6章振幅调制、 解调及混频 第6章 振幅调制、 解调及混频 6.1 振幅调制振幅调制 6.2 调幅信号的解调调幅信号的解调6.3 混频混频6.4 混频器的干扰混频器的干扰1 第6章振幅调制、 解调及混频 6.1 振幅调制 振幅调制信号分析 1. 调幅波的分析 1) 表示式及波形 设载波电压为调制电压为高频振荡信号的振幅随调制信号规律变化通常ωc>>Ω2 第6章振幅调制、 解调及混频 振幅调制信号振幅Um（t）为 Um(t)=UC+ΔUC（t）=UC+kaUΩcosΩt =UC(1+mcosΩt)m称为调幅度（调制度） ka为比例系数,一般由调制电路确定,故又称为调制灵敏度调幅信号的表达式 uAM(t)=UM(t)cosωct=UC(1+mcosΩt)cosωct3 第6章振幅调制、 解调及混频 图6―1 AM调制过程中的信号波形uAM(t)=UM(t)cosωct=UC(1+mcosΩt)cosωct4 第6章振幅调制、 解调及混频 调制信号是一连续频谱信号f（t）时,可用下式来描述调幅波: f（t）是均值为零的归一化调制信号,|f（t）|max=1。
若将调制信号分解为则调幅波表示式为5 第6章振幅调制、 解调及混频 图6―2 实际调制信号的调幅波形图6―3 AM信号的产生原理图 6 第6章振幅调制、 解调及混频 2) 调幅波的频谱将式uAM(t)=UM(t)cosωct=UC(1+mcosΩt)cosωct展开,得7 第6章振幅调制、 解调及混频 图6―4 单音调制时已调波的频谱 （a）调制信号频谱（b）载波信号频谱 （c）AM信号频谱下边带上边带带宽BW=2F8 第6章振幅调制、 解调及混频 图6―5 语音信号及已调信号频谱 （a）语音频谱（b）已调信号频谱 带宽BW=2Fmax9 第6章振幅调制、 解调及混频 3）调幅波的功率 在负载电阻RL上消耗的载波功率为 在负载电阻RL上,一个载波周期内调幅波消耗的功率为10 第6章振幅调制、 解调及混频 由此可见,P是调制信号的函数,是随时间变化的上、下边频的平均功率均为AM信号的平均功率 AM波的平均功率为载波功率与两个边带功率之和而两个边频功率与载波功率的比值为:边频功率 载波功率 11 第6章振幅调制、 解调及混频 同时可以得到调幅波的最大功率和最小功率,它们分别对应调制信号的最大值和最小值为12 第6章振幅调制、 解调及混频 2. 双边带信号 在调制过程中,将载波抑制就形成了抑制载波双边带信号,简称双边带信号。
它可用载波与调制信号相乘得到,其表示式为在单一正弦信号uΩ=UΩcosΩt调制时,13 第6章振幅调制、 解调及混频 图6―6 DSB信号波形 过零点反相DSB信号频谱 抑制载波14 第6章振幅调制、 解调及混频 3. 单边带信号 单边带（SSB）信号是由DSB信号经边带滤波器滤除一个边带或在调制过程中,直接将一个边带抵消而成单频调制时,uDSB（t）=kuUΩcosΩtuC(t)当取上边带时取下边带时15 第6章振幅调制、 解调及混频 图6―7 单音调制的SSB信号波形 图6―8 单边带调制时的频谱搬移 16 第6章振幅调制、 解调及混频 设双音频振幅相等,即且Ω2＞Ω1,则可以写成下式:受uΩ调制的双边带信号为取上边带,则17 第6章振幅调制、 解调及混频 图6―9 双音调制时SSB信号的波形和频谱进一步展开18 第6章振幅调制、 解调及混频 由式利用三角公式,可得 上边带：uSSB(t)=UcosΩtcosωct-UsinΩtsinωct 和 下边带：uSSB(t)=UcosΩtcosωct+UsinΩtsinωct 这是SSB信号的另一种表达式,由此可以推出uΩ(t)=f(t),即一般情况下的SSB信号表达式 19 第6章振幅调制、 解调及混频 由于 sgn(ω)是符号函数,可得 的傅里叶变换 图6―10 希尔伯特变换网络及其传递函数 对 的各频率分量均相移 就可以得到 20 第6章振幅调制、 解调及混频 图6―11语音调制的SSB信号频谱(a)DSB频谱 (b)上边带频谱 (c)下边带频谱 SSB方式功率利用率高，且ＢＷ＝Ｆmax，频带宽度为AM或DSB的一半。
21 第6章振幅调制、 解调及混频 6.1.2 振幅调制电路 1.AM调制电路 1)高电平调制 高电平调制主要用于AM调制,这种调制是在高频功率放大器中进行的通常分为基极调幅、集电极调幅以及集电极基极(或发射极)组合调幅 图6―12 集电极调幅电路 22 第6章振幅调制、 解调及混频 图6―13 集电极调幅的波形 集电极电压与Ic1有近似线性关系集电极电压随调制信号uΩ变化工作在过压区电流双峰凹陷，高度受集电极调制信号控制．负载有滤波选频作用23 第6章振幅调制、 解调及混频 图6―14 基极调幅电路 24 第6章振幅调制、 解调及混频 图6―15 基极调幅的波形 欠压区Ic1与Eb成近似线性25 第6章振幅调制、 解调及混频 2) 低电平调制 (1)二极管电路用单二极管电路和平衡二极管电路作为调制电路,都可以完成AM信号的产生UC>>UΩ,流过二极管的电流iD为 图6―16 单二极管调制电路及频谱 26 第6章振幅调制、 解调及混频 (2) 利用模拟乘法器产生普通调幅波。
双差分对的差动输出电流可近似为 uA足够小时：uA足够大时：Ø uA加载波， uＢ加调制信号，输出端接中心频率为载波频率的带通滤波器，即可双边带调幅；ØuA为恢复载波， uＢ加输入信号，输出端接低通滤波器，即可同步检波；ØuA为本振信号， uＢ加输入信号，输出接中频滤波器，即可混频双差分对电路非常适合作为频谱搬移电路：27 第6章振幅调制、 解调及混频 28 第6章振幅调制、 解调及混频 MC1596的内部电路29 第6章振幅调制、 解调及混频 图6―18 利用模拟乘法器产生AM信号 30 第6章振幅调制、 解调及混频 2. DSB调制电路 1)二极管调制电路 单二极管电路只能产生AM信号,不能产生DSB信号二极管平衡电路和二极管环形电路可以产生DSB信号 31 第6章振幅调制、 解调及混频 iL中包含F分量和(2n+1)fc±F(n=0,1,2,…)分量,若输出滤波器的中心频率为fc,带宽为2F,谐振阻抗为RL,则输出电压为 32 第6章振幅调制、 解调及混频 图6―20 二极管平衡调制器波形 图6―19 二极管平衡调制电路 33 第6章振幅调制、 解调及混频 图6―21 平衡调制器的一种实际线路 134 第6章振幅调制、 解调及混频 图6―22 双平衡调制器电路及波形 为进一步减少组合分量,可采用双平衡调制器(环形调制器)。
iL235 第6章振幅调制、 解调及混频 3. SSB调制电路根据滤除方法的不同,SSB信号产生方法有好几种,主要有滤波法和移相法两种 1) 滤波法 图6―26是采用滤波法产生SSB的发射机框图 图6―26 滤波法产生SSB信号的框图 36 第6章振幅调制、 解调及混频 图6―27 理想边带滤波器的衰减特性 37 第6章振幅调制、 解调及混频 BACD 2) 移相法 利用移相网络,对载波和调制信号进行适当的相移,以抵消一个边带 移相法的优点是省去了边带滤波器,但要把无用边带完全抑制掉,必须满足下列两个条件:(1)两个调制器输出的振幅应完全相同; (2)移相网络必须对载频及调制信号均保证精确的π／2相移图6―28 移相法SSB信号调制器 38 第6章振幅调制、 解调及混频 6.2 调幅信号的解调 6.2.1 调幅解调的方法 振幅解调方法可分为包络检波和同步检波两大类包络检波是指解调器输出电压与输入已调波的包络成正比的检波方法由于AM信号的包络与调制信号成线性关系,因此包络检波只适用于AM波。
图6―30 包络检波的原理框图 39 第6章振幅调制、 解调及混频 图6―31 同步解调器的框图 同步检波又可以分为乘积型和叠加型两类它们都需要用恢复的载波信号ur进行解调 图6―32 同步检波器 (a)乘积型 (b)叠加型40 第6章振幅调制、 解调及混频 图6―33 二极管峰值包络检波器(a)原理电路 (b)二极管导通 (c)二极管截止 图6―34 加入等幅波时检波器的工作过程 (1)检波过程就是信号源通过二极管给电容充电与电容对电阻R放电的交替重复过程 (2) 二极管负极永远处于正的较高的电位,输出电压接近于高频正弦波的峰值,即Uo≈Um3)二极管电流iD包含平均分量(此种情况为直流分量)Iav及高频分量6.2.2 二极管峰值包络检波器 1．原理电路及工作原理41 第6章振幅调制、 解调及混频 图6―35 检波器稳态时的电流电压波形 42 第6章振幅调制、 解调及混频 图6―36 输入为AM信号时检波器的输出波形图图6―37 输入为AM信号时,检波器二极管的电压及电流波形 １）RC小，则放电快，输出高频波纹大；２）输入调制频率高或调制幅度m大时，易失真。
43 第6章振幅调制、 解调及混频 图6―38 包络检波器的输出电路 2．性能分析 1) 传输系数Kd 检波器传输系数Kd或称为检波系数、检波效率，是用来描述检波器对输入已调信号的解调能力或效率的一个物理量若输入载波电压振幅为Um，输出直流电压为Uo，则Kd定义为44 第6章振幅调制、 解调及混频 图6―39 Kd～gDR关系曲线图 图6―40 滤波电路对Kd的影响 l线性检波l输出平均电压总是小于Ｕm；l 时，Ｋd接近于１ 45 第6章振幅调制、 解调及混频 2) 输入电阻Ri 检波器的输入阻抗包括输入电阻Ri及输入电容Ci，如图6―41所示输入电阻是输入载波电压的振幅Um与检波器电流的基频分量振幅I1之比值，即图6―41 检波器的输入阻抗 当gDR≥50时，θ很小46 第6章振幅调制、 解调及混频 3．检波器的失真 1)惰性失真 在二极管截止期间,电容C两端电压下降的速度取决于RC的时常数。
图6―42 惰性失真的波形 l惰性失真总是起始于输入电压的负斜率的包络上；l调幅度m越大，惰性失真越容易出现l调制信号变化越快，惰性失真越容易出现47 第6章振幅调制、 解调及混频 为了避免产生惰性失真，必须在任何一个高频周期内，使电容C通过R放电的速度大于或等于包络的下降速度不失真条件如下:48 第6章振幅调制、 解调及混频 2) 底部切削失真 底部切削失真又称为负峰切削失真产生这种失真后,输 出 电 压 的 波 形 如 图6―43(c)所示这种失真是因检波器的交直流负载不同引起的调幅波的最小幅度为UC(1-m), 要避免底部切削失真,应满足 图6―43 底部切削失真 ＵＲ49 第6章振幅调制、 解调及混频 图6―44 减小底部切削失真的电路 4.实际电路及元件选择（略）图6―45 检波器的实际电路50 第6章振幅调制、 解调及混频 图6―46 并联检波器及波形(a)原理电路 (b)波形 (c)实际电路 5. 二极管并联检波器 除上面讨论的串联检波器外,峰值包络检波器还有并联检波器、推挽检波器、倍压检波器、视频检波器等。
这里讨论并联检波器51 第6章振幅调制、 解调及混频 根据能量守恒原理,实际加到并联型检波器中的高频功率,一部分消耗在R上,一部分转换为输出平均功率,即当Uav≈UC时(UC为载波振幅)有52 第6章振幅调制、 解调及混频 6.2.3 同步检波 1．乘积型 设输入信号为DSB信号,即us=UscosΩtcosωct,本地恢复载波ur=Urcos(ωrt+φ),这两个信号相乘 经低通滤波器的输出,且考虑ωr-ωc=Δωc在低通滤波器频带内,有53 第6章振幅调制、 解调及混频 l由上式可以看出,当恢复载波与发射载波同频同相时,即ωr=ωc,φ=0,则 uo=UocosΩt 无失真地将调制信号恢复出来l若 恢 复 载 波 与 发 射 载 频 有 一 定 的 频 差 ,即ωr=ωc+Δωc uo=UocosΔωctcosΩt 引起振幅失真l若有一定的相差,则 uo=UocosφcosΩt54 第6章振幅调制、 解调及混频 图6―48 几种乘积型解调器实际线路 55 第6章振幅调制、 解调及混频 2. 叠加型 叠加型同步检波是将DSB或SSB信号插入恢复载波,使之成为或近似为AM信号,再利用包络检波器将调制信号恢复出来。
图6―49就是一叠加型同步检波器原理电路 设单频调制的单边带信号(上边带)为 us=Uscos(ωc+Ω)t=UscosΩtcosωct-UssinΩtsinωct56 第6章振幅调制、 解调及混频 恢复载波 ur=Urcosωrt=Urcosωct us+ur=(UscosΩt+Ur)cosωct-UssinΩtsinωct =Um(t)cos［ωct+φ(t)］ 式中 57 第6章振幅调制、 解调及混频 式中,m=Us/Ur当m<<1,即Ur>>Us时,上式可近似为58 第6章振幅调制、 解调及混频 图6―49 叠加型同步检波器原理电路 图6―50 平衡同步检波电路 uo2=KdUr(1-mcosΩt)uo=uo1-uo2 =2KdUrmcosΩt59 第6章振幅调制、 解调及混频 6.3 混频 6.3.1 混频的概述 1．混频器的功能 混频器是频谱线性搬移电路，是一个六端网络其输出信号为uI，称为中频信号，其频率是fc和fL的差频或和频，称为中频fI，fI=fL±fc图6―51 混频器的功能示意图 60 第6章振幅调制、 解调及混频 图6―52 三种频谱线性搬移功能 (a)调制(b)解调(c)混频 61 第6章振幅调制、 解调及混频 2．混频器的工作原理 设输入到混频器中的输入已调信号us和本振电压uL分别为 us=UscosΩtcosωct uL=ULcosωLt 这两个信号的乘积为62 第6章振幅调制、 解调及混频 图6―53 混频器的组成框图 63 第6章振幅调制、 解调及混频 本振为单一频率信号,其频谱为FL(ω)=π［δ(ω-ωc)+δ(ω+ωc)］输入信号为己调波,其频谱为Fs(ω),则 图6―54 混频过程中的频谱变换(a)本振频谱 (b)信号频谱 (c)输出频谱 64 第6章振幅调制、 解调及混频 3．混频器的主要性能指标 1) 变频增益 变频电压增益定义为变频器中频输出电压振幅UI与高频输入信号电压振幅Us之比,即 同样可定义变频功率增益为输出中频信号功率PI与输入高频信号功率Ps之比,即 通常用分贝数表示变频增益,有65 第6章振幅调制、 解调及混频 2) 噪声系数 混频器的噪声系数NF定义为输入信噪比(信号频率) 输出信噪比(中频频率) 3) 失真与干扰 变频器的失真有频率失真和非线性失真。
除此之外,还会产生各种非线性干扰所以,对混频器不仅要求频率特性好,而且还要求变频器工作在非线性不太严重的区域,使之既能完成频率变换,又能抑制各种干扰66 第6章振幅调制、 解调及混频 4)变频压缩(抑制) 在混频器中,输出与输入信号幅度应成线性关系实际上,由于非线性器件的限制,当输入信号增加到一定程度时,中频输出信号的幅度与输入不再成线性关系,如图6―55所示 图6―55 混频器输入、输出电平的关系曲线 67 第6章振幅调制、 解调及混频 5) 选择性 混频器的中频输出应该只有所要接收的有用信号(反映为中频,即fI=fL-fc),而不应该有其它不需要的干扰信号但在混频器的输出中,由于各种原因,总会混杂很多与中频频率接近的干扰信号68 第6章振幅调制、 解调及混频 6.3.2 混频电路 1．晶体三极管混频器 图6―56 晶体三极管混频器原理电路 经集电极谐振回路滤波后,得到中频电流iI变频跨导gc=gm1／2，决定变频增益、噪声系数等，与晶体管特性、直流工作点及本振电压有关Us<
70 第6章振幅调制、 解调及混频 图6―59 混频器本振注入方式 71 第6章振幅调制、 解调及混频 图6―60 收音机用典型变频器线路(a)中波AM收音机的变频电路72 第6章振幅调制、 解调及混频 图6―60 收音机用典型变频器线路(b)FM收音机变频电路 73 第6章振幅调制、 解调及混频 2．二极管混频电路图6―61中，输入信号us为已调信号；本振电压为uL,有UL>>Us,大信号工作,由第5章可得输出电流io为 输出端接中频滤波器,则输出中频电压uI为图6―61 二极管平衡混频器原理电路74 第6章振幅调制、 解调及混频 图6―62为二极管环形混频器,其输出电流io为经中频滤波后,得输出中频电压图6―62 环型混频器的原理电路 75 第6章振幅调制、 解调及混频 6.4 混频器的干扰 6.4.1 信号与本振的自身组合干扰 对混频器而言,作用于非线性器件的两个信号为输入信号us(fc)和本振电压uL(fL)，则非线性器件产生的组合频率分量为 fΣ=±pfL±qfc76 第6章振幅调制、 解调及混频 式中,p、q为正整数或零。
当有用中频为差频时,即fI=fL-fc或fI=fc-fL,只存在pfL-qfc=fI或qfc-pfL=fI两种情况可能会形成干扰,即 pfL-qfc≈±fi 这样,能产生中频组合分量的信号频率、本振频率与中频频率之间存在着下列关系 当取fL-fc=fI时,上式变为fc／fI称为变频比如果取fc-fL=fI,可得77 第6章振幅调制、 解调及混频 6.4.2 外来干扰与本振的组合干扰 这种干扰是指外来干扰电压与本振电压由于混频器 的 非 线 性 而 形 成 的 假 中 频 设 干 扰 电 压 为uJ(t)=UJcosωJt，频率为fJ接收机在接收有用信号时,某些无关电台也可能被同时收到，表现为串台，还可能夹杂着哨叫声，在这种情况下，混频器的输入、输出和本振的示意图见图6―69图6―69 外来干扰的示意图 78 第6章振幅调制、 解调及混频 如果干扰频率fJ满足式(6―104),即 就能形成干扰式中,fL由所接收的信号频率决定,用fL=fc+fI代入上式,可得79 第6章振幅调制、 解调及混频 1.中频干扰 当干扰频率等于或接近于接收机中频时，一旦漏到混频器的输入端，混频器对这种干扰相当于一级(中频)放大器,放大器的跨导为gm(t)中的gm0，从而将干扰放大，并顺利地通过其后各级电路，就会在输出端形成干扰。
图6―70 抑制中频干扰的措施(a)提高选择性 (b)加中频陷波电路 80 第6章振幅调制、 解调及混频 2．镜像干扰 设混频器中fL>fc，当外来干扰频率fJ=fL+fI时，uJ与uL共同作用在混频器输入端，也会产生差频fJ-fL=fI，从而在接收机输出端听到干扰电台的声音fJ、fL及fI的关系如图6―71所示 图6―71 镜像干扰的频率关系 81 第6章振幅调制、 解调及混频 3．组合副波道干扰 这里,只观察p=q时的部分干扰在这种情况下,式(6―107)变为图6―72 副波道干扰的频率分布 82 第6章振幅调制、 解调及混频 6.4.3 交叉调制干扰(交调干扰) 与本振无关，由有用信号与外来干扰一起作用于混频器时，形成的干扰 图6―73 交调干扰的频率变换 83 第6章振幅调制、 解调及混频 6.4.4 互调干扰 由多个干扰作用于混频器输入端形成的干扰 图6―74 互调干扰的示意图 84 第6章振幅调制、 解调及混频 6.4.5 包络失真和阻塞干扰 与混频器非线性有关的另外两个现象是包络失真和阻塞干扰。
包络失真是指由于混频器的“非线性”,输出包络与输入包络不成正比当输入信号为一振幅调制信号时(如AM信号),混频器输出包络中出现新的频率分量 85 第6章振幅调制、 解调及混频 6.4.6 倒易混频 在混频器中还存在一种称之为倒易混频的干扰其表现为当有强干扰信号进入混频器时,混频器输出端的噪声加大,信噪比降低 图6―75 倒易混频的产生过程 86 。