单击此处编辑母版标题样式,,单击此处编辑母版文本样式,,第二级,,第三级,,第四级,,第五级,,,*,２.１ 概述,,２.２ 晶体管高频等效电路,,２.３ 谐振放大器,,２.４ 宽频带放大器,,２.５ 集中选频放大器,,２.６ 电噪声,,２.７ 集成高频放大电路的选用与实例介绍,,２.８ 章末小结,第2章 高频小信号放大电路,返回主目录,,,第2章 高频小信号放大电路,,2.1概述,,,高频小信号放大电路分为窄频带放大电路和宽频带放大电路两大类前者对中心频率在几百千赫到几百兆赫, 频谱宽度在几千赫到几十兆赫内的微弱信号进行不失真的放大, 故不但需要有一定的电压增益, 而且需要有选频能力后者对几兆赫至几百兆赫较宽频带内的微弱信号进行不失真的放大, 故要求放大电路的下限截止频率很低(有些要求到零频即直流), 上限截止频率很高 ,,窄频带放大电路由双极型晶体管(以下简称晶体管)、场效应管或集成电路等有源器件提供电压增益, LC谐振回路、陶瓷滤波器、石英晶体滤波器或声表面波滤波器等器件实现选频功能它有两种主要类型：以分立元件为主的谐振放大器和以集成电路为主的集中选频放大器。
,,宽频带放大电路也是由晶体管、场效应管或集成电路提供电压增益为了展宽工作频带,不但要求有源器件的高频性能好, 而且在电路结构上采取了一些改进措施 ,,高频小信号放大电路是线性放大电路Y参数等效电路和混合π型等效电路是分析高频晶体管电路线性工作的重要工具, 晶体管、场效应管和电阻引起的电噪声将直接影响放大器和整个电子系统的性能本书将这两部分内容作为高频电路的基础也在这一章里讨论 ,,2.2晶体管高频等效电路,晶体管在高频线性运用时常采用两种等效电路进行分析, 一是混合π型等效电路, 一是Ｙ参数等效电路 ,,前者是从模拟晶体管的物理机构出发, 用集中参数元件Ｒ、 Ｃ和受控源来表示管内的复杂关系优点是各元件参数物理意义明确, 在较宽的频带内元件值基本上与频率无关缺点是随器件不同而有不少差别, 分析和测量不方便因而混合π型等效电路法较适合于分析宽频带小信号放大器 ,,Ｙ参数法则是从测量和使用的角度出发, 把晶体管作为一个有源线性双口网络, 用一组网络参数构成其等效电路优点是导出的表达式具有普遍意义, 分析和测量方便 缺点是网络参数与频率有关由于高频小信号谐振放大器相对频带较窄, 一般仅需考虑谐振频率附近的特性, 因而采用这种分析方法较合适。
2.2.1 混合π型等效电路,,图2．2．1是晶体管高频共发射极混合π型等效电路图中各元件名称及典型值范围如下： ,,ｒ,bb′,： 基区体电阻, 约１５Ω～５０Ω ,,ｒ,b′e,： 发射结电阻re折合到基极回路的等效电阻, 约几十欧到几千欧 ,,ｒ,b′c,：集电结电阻, 约１０kΩ～１０MΩ ,,ｒ,ce,：集电极—发射极电阻, 几十千欧以上ｃb′e：发射结电容, 约１０ 皮法到几百皮法,,ｃb′c：集电结电容, 约几个皮法,,ｇm：晶体管跨导, 几十毫西门子以下,,由于集电结电容C,b′c,跨接在输入输出端之间, 是双向传输元件, 使电路的分析复杂化为了简化电路, 可以把C,b′c,折合到输入端b′、 e之间, 与电容C,b′e,并联, 其等效电容为：,, C,M,=(1+g,m,R′L)Cb′c (2.2.1),, 即把C,b′c,的作用等效到输入端, 这就是密勒效应其中g,m,是晶体管跨导, R′,L,是考虑负载后的输出端总电阻, CM称为密勒电容另外, 由于rce和rb′c较大, 一般可以将其开路这样, 利用密勒效应后的简化高频混合π型等效电路如图2.2.2所示。
,,与各参数有关的公式如下：,r,e,=,r,b′e,=(1+β,0,)r,e,,,C,b′e,+C,b′c,=,,,其中k为波尔兹曼常数, T是电阻温度(以绝对温度K计量), I,EQ,是发射极静态电流, β,0,是晶体管低频短路电流放大系数, f,T,是晶体管特征频率 ,,确定晶体管混合π型参数可以先查阅手册 晶体管手册中一般给出r,bb′,、C,b′c,、β,0,和f,T,等参数, 然后根据式(2.2.2)可以计算出其它参数 注意各参数均与静态工作点有关 ,,,,2.2.2Ｙ参数等效电路,,,图2.2.3是双口网络示意图 ,,双口网络即具有两个端口的网络所谓端口是指一对端钮, 流入其中一个端钮的电流总是等于流出另一个端钮的电流 而四端网络虽然其外部结构与双口网络相同, 但对流入流出电流没有类似的规定, 这是两者的区别 ,,对于双口网络, 在其每一个端口都只有一个电流变量和一个电压变量, 因此共有四个端口变量如设其中任意两个为自变量, 其余两个为应变量, 则共有六种组合方式, 也就是有六组可能的方程用以表明双口网络端口变量之间的相互关系 Ｙ参数方程就是其中的一组, 它是选取各端口的电压为自变量, 电流为应变量, 其方程如下：,,,其中ｙ,11,、ｙ,12,、ｙ,21,、ｙ,22,四个参数均具有导纳量纲, 且:,,,所以Ｙ参数又称为短路导纳参数, 即确定这四个参数时必须使某一个端口电压为零, 也就是使该端口交流短路。
,,现以共发射极接法的晶体管为例, 将其看作一个双口网络, 如图2．2．4所示, 相应的Ｙ参数方程为：,,其中, 输入导纳,,,反向传输导纳,,正向传输导纳,输出导纳,,图中受控电流源 表示输出电压对输入电流的控制作用（反向控制）； 表示输入电压对输出电流的控制作用（正向控制）ｙ,fe,越大, 表示晶体管的放大能力越强；ｙ,re,越大, 表示晶体管的内部反馈越强ｙ,re,的存在, 对实际工作带来很大危害, 是谐振放大器自激的根源, 同时也使分析过程变得复杂, 因此应尽可能使其减小, 或削弱它的影响 ,,晶体管的Ｙ参数可以通过测量得到根据Ｙ参数方程, 分别使输出端或输入端交流短路, 在另一端加上直流偏压和交流信号, 然后测量其输入端或输出端的交流电压和交流电流, 代入式（2．2．6）中就可求得通过查阅晶体管手册也可得到各种型号晶体管的Ｙ参数需要注意的是, Ｙ参数不仅与静态工作点的电压值、电流值有关, 而且是工作频率的函数例如当发射极电流增加时, 输入与输出电导都将加大 当工作频率较低时, 电容效应的影响逐渐减弱所以无论是测量还是查阅晶体管手册, 都应注意工作条件和工作频率。
,,显然, 在高频工作时由于晶体管结电容不可忽略, Ｙ参数是一个复数晶体管Ｙ参数中输入导纳和输出导纳通常可写成用电导和电容表示的直角坐标形式, 而正向传输导纳和反向传输导纳通常可写成极坐标形式, 即:,y,ie,=g,ie,+jωC,ie,y,oe,=g,oe,+jωC,oe,,,y,fe,=|y,fe,|∠φ,fe,y,re,=|y,re,|∠φ,re,,,,2.2.3晶体管的高频参数,,考虑电容效应后, 晶体管的电流增益是工作频率的函数 下面介绍三个与电流增益有关的晶体管高频参数 ,,,1 共射晶体管截止频率ｆ,β,,,共射短路电流放大系数 是指混合π型等效电路输出交流短路时, 集电极电流 与基极电流 的比值从图2.2.1可以看到, 当输出端短路后, r,b′e,、C,b′e,和C,b′c,三者并联其中,,β,0,= gmr,b′e,,,f,β,=,由式(2.2.8)可知, 的幅值随频率的增高而下降 当下降到β,0,的 时, 对应的频率定义为共射晶体管截止频率f,β,。
,,,2 特征频率f,T,,,当 的幅值下降到1时, 对应的频率定义为特征频率f,T,3 共基晶体管截止频率f,α,,,共基短路电流放大系数 是晶体管用作共基组态时的输出交流短路参数, 即,的幅值也是随频率的增高而下降, f,α,定义为 的幅值下降到低频放大系数α,0,的 时的频率 ,,三个高频参数之间的关系满足下列各式：,,f,T,≈β,0,f,β,=g m rb′,e f,β,,f,T,≈α,0,f,α,,,f,α,＞f,T,f,β,(2.2.9),,2.3 谐 振 放 大 器,由晶体管、场效应管或集成电路与ＬＣ并联谐振回路组成的高频小信号谐振放大器广泛用于广播、电视、通信、雷达等接收设备中, 其作用是将微弱的有用信号进行线性放大并滤除不需要的噪声和干扰信号谐振放大器的主要性能指标是电压增益, 通频带和矩形系数 ,,本节仅分析由晶体管和LC回路组成的谐振放大器 ,,,,2.3.1单管单调谐放大器,,,１． 电路组成及特点,,图2．3．１是一个典型的单管单调谐放大器Ｃb与Ｃc分别是和信号源（或前级放大器）与负载（或后级放大器）的耦合电容, Ｃe是旁路电容。
电容Ｃ与电感Ｌ组成的,,并联谐振回路作为晶体管的集电极负载, 其谐振频率应调谐在输入有用信号的中心频率上回路与本级晶体管的耦合采用自耦变压器耦合方式, 这样可减弱晶体管输出导纳对回路的影响图 2.3.1 单管单调谐放大电路,,负载（或下级放大器）与回路的耦合采用自耦变压器耦合和电容耦合方式, 这样, 既可减弱负载（或下级放大器）导纳对回路的影响, 又可使前、 后级的直流供电电路分开另外, 采用上述耦合方式也比较容易实现前、 后级之间的阻抗匹配２． 电路性能分析,,为了分析单管单调谐放大器的电压增益, 图2．3．2给出了其等效电路其中晶体管部分采用了Ｙ参数等效电路, 忽略了反向传输导纳ｙre的影响输入信号源用电流源 并联源导纳Ｙs表示, 负载假定为另一级相同的单调谐放大器, 所以用晶体管输入导纳ｙ,ie,表示单管单调谐放大器的电压增益为：,我们先求 与 的关系式, 然后求出 与 的关系, 即可导出 与 之比, 即电压增益 因为负载的接入系数为ｎ,2,, 晶体管的接入系数为ｎ,1,, 所以负载等效到回路两端的导纳为n,2,2,y,ie,。
,,设从集电极和发射极之间向右看的回路导纳为Y′L, 则:,,,由于 是 上的电压, 且 与 相位相反, 所以,,,,由Y参数方程(2.2.3)可知:,代入式(2.3.3)可得:,根据自耦变压器特性 ,,因此,,将式(2.3.5)与(2.3.6)代入(2.3.1), 可得,其中, Y,L,=n,2,1,Y′,L,是Y′,L,等效到谐振回路两端的导纳, 它包括回路本身元件Ｌ、Ｃ、ｇ,e0,和负载导纳总的等效值, 即,,YL=(g,e0,+jωC+ +n,2,2,y,ie, (2.3.8),,,根据式（2．2．7）, 将式（2．3．8）代入（2．3．7）中, 则:,,,,其中ｇΣ与ＣΣ分别为谐振回路总电导和总电容:,, gΣ=n,2,1,g,oe,+n,2,2,g,ie,+g,e0,,CΣ=n,2,1,C,oe,+n,2,2,C,ie,+C,,谐振频率,,或,,回路有载Ｑ值,, Q,e,=,以上几个公式说明, 考虑了晶体管和负载的影响之后, 放大器谐振频率和Ｑ值均有变化。
,,谐振频率处放大器的电压增益,,其电压增益振幅,, A,u0,=,,根据N(f)定义和式（１．２．１０）, 可写出放大器电压增益振幅的另一种表达式,, Au= (2.3.15),,,,由式（2．3．15）可知, 单管单调谐放大器的单位谐振函数Ｎ（ｆ）与其并联谐振回路的单位谐振函数相同, 且都可以写成：,,,由于ｙ,fe,是复数, 有一个相角∠φ,fe,, 所以一般来说, 图２．３．１所示放大器输出电压与输入电压之间的相位并非正好相差１８０° ,,另外, 由上述公式可知, 电压增益振幅与晶体管参数、 负载电导、回路谐振电导和接入系数有关： ,,(1) 为了增大Ａ,u0,, 应选取|y,fe,|大, ｇ,oe,小的晶体管 ,,(2) 为了增大Ａ,u0,, 要求负载电导小, 如果负载是下一级放大器, 则要求其ｇ,ie,小 ,,(3) 回路谐振电导ｇ,e0,越小, Ａ,u0,越大。
而ｇ,e0,取决于回路空载Ｑ值Ｑ,0,, 与Ｑ,0,成反比 ,,(4) Ａ,u0,与接入系数ｎ,1,、ｎ,2,有关, 但不是单调递增或单调递减关系由于ｎ,1,和ｎ,2,还会影响回路有载Ｑ值Ｑ,e,, 而Ｑ,e,又将影响通频带,所以ｎ,1,与ｎ,2,的选择应全面考虑, 选取最佳值 实际放大器的设计是要在满足通频带和选择性的前提下, 尽可能提高电压增益 ,,在单管单调谐放大器中, 选频功能由单个并联谐振回路完成, 所以单管单调谐放大器的矩形系数与单个并联谐振回路的矩形系数相同, 其通频带则由于受晶体管输出阻抗和负载的影响, 比单个并联谐振回路加宽, 因为有载Q值小于空载Q值 ,,例2．1在图2．3．1中, 已知工作频率ｆ,0,＝３０MHz, Ｖ,cc,＝６Ｖ, Ｉe＝２ mA晶体管采用３ＤＧ４７型高频管其Ｙ参数在上述工作条件和工作频率处的数值如下：,,g,ie,=12mS,C,ie,=12pF；g,oe,=400μS,C,oe,=95pF；|y,fe,|=583mS, ∠φ,fe,=-22°；|y,re,|=310μS, ∠φ,re,=-888°,回路电感Ｌ＝１４μH, 接入系数ｎ1＝１, ｎ2＝０３, Ｑ0＝１００。
负载是另一级相同的放大器 求谐振电压增益振幅Ａ,u0,和通频带ＢＷ,07,，并求回路电容Ｃ是多少时, 才能使回路谐振？,,,所以 g,Σ,=g,e0,+n,2,1,g,oe,+n,2,2,g,ie,,,=37.9×10,-6,+400×10,-6,+0.3,2,×12×10,-3,,,=0.55×10,-3,S,,从而 A,u0,=,因为,又,所以,由 Q,e,=,可得,,从对单管单调谐放大器的分析可知, 其电压增益取决于晶体管参数、 回路与负载特性及接入系数等, 所以受到一定的限制如果要进一步增大电压增益, 可采用多级放大器2.3.2多级单调谐放大器,,如果多级放大器中的每一级都调谐在同一频率上, 则称为多级单调谐放大器 ,,设放大器有ｎ级, 各级电压增益振幅分别为Ａu1, Ａu2, …, Ａun, 则总电压增益振幅是各级电压增益振幅的乘积, 即,, Ａ,n,＝Ａu,1,Ａu,2,…Ａ,un,,,如果每一级放大器的参数结构均相同, 根据式（2．3．15）, 则总电压增益振幅,,A,n,=(A,u1,)n= (n,1,n,2,),n,|y,fe,|,n,,,谐振频率处电压增益振幅,,,单位谐振函数,, N（f）=,ｎ级放大器通频带,BW,n,=2Δf,0.7,=,由上述公式可知, ｎ级相同的单调谐放大器的总增益比单级放大器的增益提高了, 而通频带比单级放大器的通频带缩小了, 且级数越多, 频带越窄。
换句话说, 如多级放大器的频带确定以后, 级数越多, 则要求其中每一级放大器的频带越宽所以, 增益和通频带的矛盾是一个严重的问题, 特别是对于要求高增益宽频带的放大器来说, 这个问题更为突出这一特性与低频多级放大器相同 ,,例2.2某中频放大器的通频带为６MHz, 现采用两级或三级相同的单调谐放大器, 两种情况下对每一级放大器的通频带要求各是多少？,,解: 根据式（2．3．21）, 当n=2时, 因为,,,所以, 要求每一级带宽,同理, 当ｎ＝３时, 要求每一级带宽,根据矩形系数定义, 当Δｆ＝Δｆ0.1时, Ａn／Ａn0＝01, 由式（2.3.20)可求得:,,所以, ｎ级单调谐放大器的矩形系数,,表2．3．1列出了Ｋ,n0.1,与ｎ的关系表2.3.1 单调谐放大器矩形系数与级数的关系,,级数n,1,2,3,4,5,6,7,8,9,10,,矩形系数K,n01,,9.95,4.90,3.74,3.40,3.20,3.10,3.00,2.93,2.89,2.85,2.56,从表中可以看出, 当级数ｎ增加时, 放大器矩形系数有所改善, 但这种改善是有一定限度的, 最小不会低于２.５.６。
,,,2.3.3谐振放大器的稳定性,,共射电路由于电压增益和电流增益都较大, 所以是谐振放大器的常用形式 ,,以上我们在讨论谐振放大器时, 都假定了反向传输导纳ｙ,re,＝０, 即晶体管单向工作, 输入电压可以控制输出电流, 而输出电压不影响输入实际上ｙ,re,≠0, 即输出电压可以反馈到输入端, 引起输入电流的变化, 从而可能引起放大器工作不稳定如果这个反馈足够大, 且在相位上满足正反馈条件, 则会出现自激振荡 ,,为了提高放大器的稳定性, 通常从两个方面着手一是从晶体管本身想办法, 减小其反向传输导纳ｙ,re,值ｙ,re,的大小主要取决于集电极与基极间的结电容Ｃb′c（由混合π型等效电路图可知, Ｃb′c跨接在输入、 输出端之间）, 所以制作晶体管时应尽量使其Ｃb′c减小, 使反馈容抗增大, 反馈作用减弱二是从电路上设法消除晶体管的反向作用, 使它单向化 具体方法有中和法与失配法 ,,中和法是在晶体管的输出端与输入端之间引入一个附加的外部反馈电路（中和电路）, 以抵消晶体管内部参数ｙre的反馈作用由于ｙ,re,的实部（反馈电导）通常很小, 可以忽略, 所以常常只用一个电容ＣN来抵消yre的虚部（反馈电容）的影响, 就可达到中和的目的。
为了使通过ＣN的外部电流和通过Ｃb′c的内部反馈电流相位相差１８０°,从而能互相抵消, 通常在晶体管输出端添加一个反相的耦合变压器图233（ａ）所示为收音机常用的中和电路, （ｂ）是其交流等效电路为了直观, 将晶体管内部电容Ｃb′c画在了晶体管外部由于ｙ,re,是随频率而变化的, 所以固定的中和电容ＣN只能在某一个频率点起到完全中和的作用, 对其它频率只能有部分中和作用, 又因为ｙ,re,是一个复数, 中和电路应该是一个由电阻和电容组成的电路, 但这给调试增加了困难另外, 如果再考虑到分布参数的作用和温度变化等因素的影响, 中和电路的效果很有限 ,,失配法通过增大负载电导ＹL, 进而增大总回路电导, 使输出电路严重失配, 输出电压相应减小, 从而反馈到输入端的电流减小, 对输入端的影响也就减小可见, 失配法是用牺牲增益而换取电路的稳定 ,,用两只晶体管按共射—共基方式连接成一个复合管是经常采用的一种失配法 图2.3.4是其结构原理图 ,,由于共基电路的输入导纳较大, 当它和输出导纳较小的共射电路连接时, 相当于使共射电路的负载导纳增大而失配, 从而使共射晶体管内部反馈减弱, 稳定性大大提高。
由于ｙ,re,是随频率而变化的, 所以固定的中和电容ＣN只能在某一个频率点起到完全中和的作用, 对其它频率只能有部分中和作用, 又因为ｙ,re,是一个复数, 中和电路应该是一个由电阻和电容组成的电路, 但这给调试增加了困难 另外, 如果再考虑到分布参数的作用和温度变化等因素的影响, 中和电路的效果很有限 ,,失配法通过增大负载电导ＹL, 进而增大总回路电导, 使输出电路严重失配, 输出电压相应减小, 从而反馈到输入端的电流减小, 对输入端的影响也就减小可见, 失配法是用牺牲增益而换取电路的稳定 ,,2.4 宽频带放大器,,宽频带放大器既要有较大的电压增益, 又要有很宽的通频带, 所以常用电压增益A,u,和通频带BW的乘积作为衡量其性能的重要指标, 称为增益带宽积, 写成G·BW=A,u,f,H,此处的通频带用上限截止频率f,H,表示, 因为宽频带放大器的下限截止频率fL一般很低或为零频A,u,是电压增益幅值增益带宽积越大的宽频带放大器的性能越好 ,,宽频带放大器既可以由晶体管和场效应管组成, 也可以由集成电路组成 本节以单级差分放大器为例进行分析, 可以推广到由差分电路组成的单级或多级集成电路宽频带放.,,,2.4.1单级差分宽频带放大器,,,集成宽频带放大器常采用单级或多级差分电路形式。
由于单级共射电路可看成是单级差分电路的差模半电路, 所以先分析单级共射电路的电压增益和通频带(用上限截止频率fH表示) ,,宽频带放大器中的晶体管特性适合采用混合π型等效电路图2.4.1(a)、 (b)分别是共射电路的交流通路和高频等效电路 设R′L是交流负载，且,Z,b′e,= r,b′e,‖ =,,,C,t,=C,b′e,+C,M,=C,b′e,+(1+g,m,R′L) ,,Rt=r,b′e,‖r,bb′,= (2.4.3),,,则 (2.4.4),,其中ωH= , 即上限截止频率,, f,H,= (2.4.7),, 下面继续推导差分电路的差分电压增益和上限截止频率 图2.4.2是一个双端输入双端输出的差分放大电路。
它的差模电压增益与单管共射电路的电压增益 相同,,此处R′L=Rc‖ 上限截止频率fH与式(2.4.7)相同 增益带宽积,,G·BW=A,ud,f,H,=,例2.3 在图2.4.2所示差分放大器中, V1管和V2管的参数相同, 在IEQ=1mA时，均为βo=100, r,bb,′=50 Ω, C,b′c,=2pF, f,T,=200MHzR,C,=2 kΩ，R,L,=10 kΩ计算此差分放大器的差模电压增益、 上限截止频率和增益带宽积解: 先求晶体管混合π型参数根据式(2.2.2)和式(2.2.1)可以得出： ,,r,e,=,,,g,m,≈,R,b′e,=(1+β,o,)r,e,=(1+100)·26=2.6 kΩ,,R′L=Rc‖ RL=2k‖5k≈1.43kΩ,CM=(1+g mR′L)Cb′c=(1+0.04×1.43×10,3,)×2×10,-12,≈116pF,,C,b′e,=,,然后求差模电压增益、上限截止频率和增益带宽积 ,,由式(2.4.2)和式(2.4.3)可以求得：,,G·BW=A,ud,·f,H,=56×22.46×10,6,=1.26×10,9,,如果在图2.4.2所示差分放大器中, 两个晶体管的基极上各外接一个电阻R,b,, 这时的电路如图2.4.3所示。
容易看出, 与图2.4.1(b)比较, 在图2.4.3对应的差模半电路的交流等效电路中, R,b,与r,bb,′串联, 定义,,R′b=Rb+rbb′ (2.4.10),,则相应的,,R,′t,=r,b′e,‖R,′b, (2.4.11),,,对于差分放大器的其它三种组态, 即双端输入单端输出、 单端输入双端输出和单端输入单端输出, 读者可以根据《模拟电子线路》课程中的知识, 分别推导出相应的差模电压增益和上限截止频率公式 ,,,2.4.2展宽放大器频带的方法,,在实际宽频带放大电路中, 要展宽通频带, 也就是要提高上限截止频率, 主要有组合法和反馈法两种方法 ,,,1 组合电路法,,在集成宽频带放大器中广泛采用共射-共基组合电路, 如图2.4.4所示共射电路的电流增益和电压增益都较大, 是放大器最常用的一种组态 但它的上限截止频率较低, 从而带宽受到限制, 这主要是由于密勒效应的缘故 ,,图 2.4.4 集成宽带放大器中的共射—共基电路,,从式(2.2.1)可以看到, 集电结电容C,b′c,等效到输入端以后, 电容值增加为原来的(1+gmR′L)倍。
,,虽然C,b′c,数值很小, 一般仅几个皮法, 但ＣM一般却很大 密勒效应使共射电路输入电容增大, 容抗减小, 且随频率的增大容抗更加减小, 因此高频性能降低 ,,在共基电路和共集电路中, Ｃ,b′c,或者处于输出端, 或者处于输入端, 无密勒效应, 所以上限截止频率远高于共射电路在图2.4.4所示共射—共基组合电路中, 上限频率由共射电路的上限截止频率决定利用共基电路输入阻抗小的特点, 将它作为共射电路的负载, 使共射电路输出总电阻Ｒ′L大大减小, 进而使密勒电容ＣM大大减小, 高频性能有所改善, 从而有效地扩展了共射电路亦即整个组合电路的上限截止频率由于共射电路负载减小, 所以电压增益减小但这可以由电压增益较大的共基电路进行补偿而共射电路的电流增益不会减小, 因此整个组合电路的电流增益和电压增益都较大 ,,在集成电路里, 可以采用共射—共基差分对电路图2.4.5所示国产宽带放大器集成电路ＥＲ４８０３（与国外产品Ｕ２３５０, Ｕ２４５０相当）里采用了这种电路, 它的带宽可达到１ ＧＨz ,,,该电路由V,1,、V,3,（或V4）与V,2,、V,6,(或V5)组成共射—共基差分对, 输出电压特性由外电路控制。
如外电路使Ｉ,b2,＝０, Ｉ,b1,≠０时, V,8,和V,4,、V,5,截止, 信号电流由V,1,、V,2,流入V,3,、 V,6,后输出如外电路使Ｉ,b1,＝０, Ｉ,b2,≠０时, V,7,和V,3,、V,6,截止, 信号电流由V,1,、V,2,流入V,4,、V,5,后输出, 输出极性与第一种情况相反 如外电路使Ｉ,b1,＝Ｉ,b2,时, 通过负载的电流则互相抵消, 输出为零Ｃe用于高频补偿, 因高频时容抗减小, 发射极反馈深度减小, 使频带展宽这种集成电路常用作３５０ MHz以上宽带示波器中的高频、 中频和视频放大 ,,采用共集—共基, 共集—共射等组合电路也可以提高上限截止频率 ,,例2.4已知晶体管混合π型参数与例2.3中相同, 分别求出图例 2.4(a)、 (b)所示共射—共基电路和单管共射电路的电压增益和上限截止频率交流负载Ｒ′L=15kΩ ,,解: 先求共射—共基电路的电压增益和上限截止频率共射—共基电路的交流等效电路如图例2.4(c)所示, 其中虚线框内是共基电路混合π型等效电路 ,,在共射电路中， 由式(2.4.5)可以写出:,,,其中,注意此时共射电路的输出端负载电阻是r,e,。
因为,,其中 是共射电路输出电压或共基电路输入电压，所以,,,,其中,,代入已知各参数, 可求得：,因为,f,1,<
改变第一级差放的负反馈电阻, 可调节整个电路的电压增益将引出端⑨和④短接, 增益可达４００倍； 将引出端10和③短接, 增益可达１００倍各引出端均不短接, 增益为１０倍以上三种情况下的上限截止频率依次为４０MHz, ９０ MHz和１２０ MHz图2.4.8给出了F733用作可调增益放大器时的典型接法图中电位器R是用于调节电压增益和带宽的当R调到零时, ④与⑨短接, 片内V,1,与V,2,发射极短接, 增益最大, 上限截止频率最低；当R调到最大时, 片内V,1,与V,2,发射极之间共并联了5个电阻, 即片内R,3,, R,4,, R,5,, R,6,和外接电位器R, 这时交流负反馈最强, 增益最小, 上限截止频率最高可见, 这种接法使得电压增益和带宽连续可调 ,,,2.5集中选频放大器,第2.3节介绍的谐振放大器可用于对窄带信号的选频放大 为了提高增益, 一般常采用多级放大电路对于多级放大电路, 要求每级均有LC谐振回路, 故不易获得较宽的通频带, 选择性也不够理想随着电子技术的发展, 窄带信号的放大越来越多地采用集中选频放大器 ,,在集中选频放大器里, 先采用矩形系数较好的集中滤波器进行选频, 然后利用单级或多级集成宽带放大电路进行信号放大。
前者以集中预选频代替了逐级选频, 减小了调试的难度, 后者可充分发挥线性集成电路的优势 ,,集中选频放大器中宽频带放大电路部分已在上一节介绍了, 下面仅讨论集中滤波器 集中滤波器的任务是选频, 要求在满足通频带指标的同时, 矩形系数要好其主要类型有集中ＬＣ滤波器、陶瓷滤波器和声表面波滤波器等集中ＬＣ滤波器通常由一节或若干节ＬＣ网络组成, 根据网络理论, 按照带宽、 衰减特性等要求进行设计, 目前已得到了广泛应用 图2.5.1给出了一种集中ＬＣ网络结构 陶瓷滤波器是由压电陶瓷材料做成的具有选频特性的器件 它具有无需调谐、体积小、 加工方便等优点, 但工作频率不太高（几十兆赫兹以下）, 相对频宽较窄目前, 应用最普遍的集中滤波器是声表面波滤波器 声表面波滤波器ＳＡＷＦ（Ｓurface Ａcoustic Ｗave Ｆilter）是利用某些晶体的压电效应和表面波传播的物理特性制成的一种新型电—声换能器件所谓压电效应是指：当晶体受到应力作用时, 在它的某些特定表面上将出现电荷, 而且应力大小与电荷密度之间存在着线性关系, 这是正压电效应；当晶体受到电场作用时, 在它的某些特定方向上将出现应力变化, 而且电场强度与应力变化之间存在着线性关系, 这是逆压电效应。
自20世纪60年代中期问世以来, 声表面波滤波器的发展非常迅速它不仅不需要调整, 而且具有良好的幅频特性和相频特性, 其矩形系数接近１,,图2.5.2是声表面波滤波器基本结构、符号和等效电路声表面波滤波器是在经过研磨抛光的极薄的压电材料基片上, 用蒸发、光刻、腐蚀等工艺制成两组叉指状电极, 其中与信号源连接的一组称为发送叉指换能器, 与负载连接的一组称为接收叉指换能器当把输入电信号加到发送换能器上时, 叉指间便会产生交变电场由于逆压电效应的作用, 基体材料将产生弹性变形, 从而产生声波振动向基片内部传送的体波会很快衰减, 而表面波则向垂直于电极的左、右两个方向传播向左传送的声表面波被涂于基片左端的吸声材料所吸收, 向右传送的声表面波由接收换能器接收, 由于正压电效应, 在叉指对间产生电信号, 并由此端输出 ,,声表面波滤波器的滤波特性,如中心频率、频带宽度、频响特性等一般由叉指换能器的几何形状和尺寸决定这些几何尺寸包括叉指对数、 指条宽度a、 指条间隔b、 指条有效长度Ｂ和周期长度Ｍ等 ,,目前声表面波滤波器的中心频率可在１０MHz～１ＧHz之间, 相对带宽为５%～５０%, 插入损耗最低仅几个分贝, 矩形系数可达１２。
,,为了保证对信号的选择性要求, 声表面波滤波器在接入实际电路时必须实现良好的匹配图2.5.3所示为一接有声表面波滤波器的预中放电路, 滤波器输出端与一宽带放大器相接2.6电噪声,人们收听广播时, 常常会听到“沙沙”声； 观看电视时, 常常会看到“雪花”似的背景或波纹线, 这些都是接收机中的放大器和其它元器件存在噪声的结果 ,,噪声对有用信号的接收产生了干扰, 特别是当有用信号较弱时, 噪声的影响就更为突出, 严重时会使有用信号淹没在噪声之中而无法接收 ,,噪声的种类很多 有的是从器件外部窜扰进来的, 称为外部噪声；有的是器件内部产生的, 称为内部噪声本书只介绍内部噪声 ,,内部噪声源主要有电阻热噪声、 晶体管噪声和场效应管噪声三种 ,,,2.6.1电阻热噪声,,,电阻热噪声是由于电阻内部自由电子的热运动产生的 在运动中自由电子经常相互碰撞, 因而其运动速度的大小和方向都是不规则的 温度越高, 运动越剧烈只有当温度下降到绝对零度时, 运动才会停止自由电子这种热运动在导体内形成非常微弱的电流, 这种电流呈杂乱起伏的状态, 称为起伏噪声电流起伏噪声电流流过电阻本身就会在其两端产生起伏噪声电压。
,,由于起伏噪声电压的变化是不规则的, 其瞬时振幅和瞬时相位是随机的, 所以无法计算其瞬时值起伏噪声电压的平均值为零, 噪声电压正是不规则地偏离此平均值而起伏变化但是, 起伏噪声的均方值是确定的, 可以用功率计测量出来实验发现, 在整个无线电频段内, 当温度一定时, 单位电阻上所消耗的平均功率在单位频带内几乎是一个常数, 即其功率频谱密度是一个常数对照白光内包含了所有可见光波长这一现象, 人们把这种在整个无线电频段内具有均匀频谱的起伏噪声称为白噪声 ,,阻值为Ｒ的电阻产生的噪声电流功率频谱密度和噪声电压功率频谱密度分别为：,,k=1.38×10,-23,J／K (2.6.3),,其中k是波尔兹曼常数, Ｔ是电阻温度, 以绝对温度Ｋ计量 ,,在频带宽度为ＢＷ内产生的热噪声均方值电流和均方值电压分别为：,, I,2,n,=S,I,(f)·BW (2.6.4),,U,2,n,=SU(f)·BW (2.6.5),,所以, 一个实际电阻可以分别用噪声电流源和噪声电压源表示, 如图2．6．1所示。
,,,理想电抗元件是不会产生噪声的, 但实际电抗元件是有损耗电阻的, 这些损耗电阻会产生噪声对于实际电感的损耗电阻一般不能忽略, 而对于实际电容的损耗电阻一般可以忽略例2．5 试计算５１０kΩ电阻的噪声均方值电压和均方值电流各是多少？设Ｔ＝２９０K, ＢＷ＝１００kＨｚ ,,解: ,,U,2,n,=4k·T·R·BW=4×1.38×10,-23,×290×510×10,3,×10,5,≈8.16×10,-10,Ｖ,2,,,I,2,n,=4k·T·BW／R=4×1.38×10,-23,×290×10,5,／510×10,3,) ≈3.14×10,-21,Ａ,2,,,,2.6.2晶体管噪声,,,晶体管噪声主要包括以下四部分,,,１ 热噪声,,构成晶体管的发射区、基区、集电区的体电阻和引线电阻均会产生热噪声, 其中以基区体电阻r,bb,′的影响为主 ,,,２ 散弹噪声,,,散弹噪声是晶体管的主要噪声源它是由单位时间内通过ＰＮ结的载流子数目随机起伏而造成的人们将这种现象比拟为靶场上大量射击时弹着点对靶中心的偏离, 故称为散弹噪声在本质上它与电阻热噪声类似, 属于均匀频谱的白噪声, 其电流功率频谱密度为:,, Ｓ,I,（ｆ）＝２ｑＩ,0,(2．6．6),, 其中Ｉ,0,是通过ＰＮ结的平均电流值, ｑ是每个载流子所载的电荷量。
ｑ＝１５９×１０,-19,库仑 ,,注意, 在Ｉ,0,＝０时, 散弹噪声为零, 但是只要不是绝对零度, 热噪声总是存在这是二者的区别 ,,,３ 分配噪声,,,在晶体管中, 通过发射结的非平衡载流子大部分到达集电结, 形成集电极电流, 而小部分在基区内复合, 形成基极电流 这两部分电流的分配比例是随机的, 从而造成集电极电流在静态值上下起伏变化, 产生噪声, 这就是分配噪声 ,,分配噪声实际上也是一种散弹噪声, 但它的功率频谱密度是随频率变化的, 频率越高, 噪声越大其功率频谱密度也可近似按式（2．6．6）计算 ,,,４ 闪烁噪声,,产生这种噪声的机理目前还不甚明了, 一般认为是由于晶体管表面清洁处理不好或有缺陷造成的, 其特点是频谱集中在约１kＨｚ以下的低频范围, 且功率频谱密度随频率降低而增大在高频工作时, 可以忽略闪烁噪声2.6.3场效应管噪声,,,场效应管是依靠多子在沟道中的漂移运动而工作的, 沟道中多子的不规则热运动会在场效应管的漏极电流中产生类似电阻的热噪声, 称为沟道热噪声, 这是场效应管的主要噪声源 其次便是栅极漏电流产生的散弹噪声场效应管的闪烁噪声在高频时同样可以忽略。
,,沟道热噪声和栅极漏电流散弹噪声的电流功率频谱密度分别是：,, S,I,(f)=4kT (2.6.7),,S,I,(f)=2qI,g, (2.6.8),, 其中ｇ,m,是场效应管跨导, Ｉ,g,是栅极漏电流2.6.4额定功率和额定功率增益,,在分析和计算噪声问题时, 用额定功率和额定功率增益概念可以使问题简化, 物理意义更加明确 ,,信号额定功率是指电压信号源 可能输出的最大功率 当负载阻抗ＲL与信号源阻抗Ｒs匹配时, 信号源输出功率最大 所以, 其额定功率为：,, PA= (2.6.9),,可见, 额定功率是表征信号源的一个参量, 与其实际负载值无关现在用额定功率来表示电阻的热噪声功率 电阻R的噪声额定功率为:,,PnA= (2.6.10),,由上式可见, 电阻的噪声额定功率只与温度及通频带有关, 而与本身阻值和负载无关（注意, 实际功率是与负载有关的）。
这一结论可以推广到任何无源二端网络 ,,额定功率增益Ｇ,PA,是指一个线性四端网络的输出额定功率Ｐ,Ao,与输入额定功率Ｐ,Ai,的比值即:,,可见, 额定功率增益是表征线性四端网络的一个参量 只要网络与其信号源电路确定, 则额定功率增益就是一个定值, 而与该网络输入、输出电路是否匹配无关 ,,例2．6 求图例2．6所示四端网络的额定功率增益 ,,解: 图示四端网络输入端额定功率Ｐ,Ai,也就是输入信号源,,的额定功率, 即:,从四端网络输出端往左看, 其戴维南等效电路是由信号源 与电阻Ｒs＋Ｒ串联组成, 所以输出端额定功率为:,,,P,Ao,=,,所以, 额定功率增益,, G,PA,=,,可见, 图示四端网络的额定功率增益仅与网络电阻和信号源内阻有关, 与负载无关, 且无论网络输入、输出端是否匹配均为一固定值 ,,,2.6.5线性四端网络的噪声系数,,为了使放大器能够正常工作, 除了要满足增益、 通频带、 选择性等要求之外, 还应对放大器的内部噪声给以限制, 一般是对放大器的输出端提出满足一定信噪比的要求对于其它线性四端网络也有同样的要求。
,,所谓信噪比是指四端网络某一端口处信号功率与噪声功率之比 信噪比SNR(Signal to Noise Ratio)通常用分贝数表示, 写作：,, SNR= (2.6.12),,其中Ｐs、Ｐn分别为信号功率与噪声功率下面以放大器为例来推导线性四端网络的噪声系数 ,,,１ 噪声系数定义,,,如果放大器内部不产生噪声, 当输入信号与噪声通过它时, 二者都得到同样的放大, 那么放大器的输出信噪比与输入信噪比相等而实际放大器是由晶体管和电阻等元器件组成,热噪声和散弹噪声构成其内部噪声, 所以输出信噪比总是小于输入信噪比为了衡量放大器噪声性能的好坏, 提出了噪声系数这一性能指标 ,,放大器的噪声系数NF(Noise Figure)定义为输入信噪比与输出信噪比的比值, 即:,,上述定义可推广到所有线性四端网络 ,,如果用分贝数表示, 则写作:,, NF=10lg (2.6.14),, 从式（2．6．13）可以看出, ＮＦ是一个大于或等于１的数。
其值越接近于１, 则表示该放大器的内部噪声性能越好 式（2．6．13）中的Ｐ,ni,是随信号一起进入放大器的噪声功率, 其大小是随机的, 而噪声系数应是表征放大器内部噪声的确定值, 所以有必要对Ｐ,ni,标准化通常规定Ｐ,ni,是输入信号源内阻Ｒs的热噪声产生在放大器输入端的噪声功率, 而Ｒs的温度规定为２９０Ｋ, 称为标准噪声温度, 用Ｔ０表示相应的噪声系数称为“标准噪声系数”（本书均采用标准噪声系数, 但仍简称为噪声系数）Ｐno是由Ｒs的热噪声和放大器内部噪声共同在放大器输出端产生的总噪声功率 ,,,２ 噪声系数的计算式,,噪声系数ＮＦ可以改写成各种不同的表达形式, 以便于分析和计算其中一种形式是用额定功率来代替实际功率, 即不用考虑实际负载的大小, 仅考虑一种最佳情况这样, 噪声系数可写成：,,根据式（2．6．11）, 上式又可写成:,因为,其中Ｐ,nAn,是放大器内部噪声额定功率 ,,把这两个式子代入式（2．6．16）可得:,,,3 放大器内部噪声表达式,,,由式（2．6．19）可得到放大器内部噪声额定功率Ｐ,nAn,的表达式, 即:,,Ｐ,nAn,＝(ＮＦ－１)·Ｇ,pA,·k·Ｔ,0,·ＢＷ (2．6．20),,上式说明, 当ＮＦ＝１时, ＰnAn＝０, 进一步表明了噪声系数是衡量放大器内部噪声性能的参数。
,,,４ 级联噪声系数,,先考虑两级放大器 设它们的噪声系数和额定功率增益分别为Ｎ,Ｆ1,、Ｎ,Ｆ2,和Ｇ,PA1,、Ｇ,PA2,, 且假定通频带也相同 利用式（2．6．19）, 式中ＮＦ和ＧPA分别看作是两级放大器总的噪声系数和总的额定功率增益, 而总输出噪声额定功率 Ｐ,nAo,由三部分组成, 即:,,,Ｐ,nAn,1＝(ＮＦ,1,－１)·Ｇ,PA1,·k·Ｔ,0,·ＢＷ (2．6．22),,Ｐ,nAn2,＝(ＮＦ,2,－１)·Ｇ,PA2,·k·Ｔ,0,·ＢＷ (2．6．23),,将式（2．6．１７）,（2．6．２２）, （2．6．２３）代入（2．6．２１）中, 然后再将式（2．6．１７）和（2．6．21）代入式（2．6．１６）中, 最后可求得两级放大器总噪声系数为：,, NF= (2.6.24),,对于n级放大器, 将其前(n-1)级看成是第一级, 第n级看成是第二级, 利用式(2.6.24)可推导出ｎ级放大器总的噪声系数为：,,(2.6.25),, 可见, 在多级放大器中, 各级噪声系数对总噪声系数的影响是不同的, 前级的影响比后级的影响大, 且总噪声系数还与各级的额定功率增益有关。
所以, 为了减小多级放大器的噪声系数, 必须降低前级放大器（尤其是第一级）的噪声系数, 而且增大前级放大器（尤其是第一级）的额定功率增益 ,,以上关于放大器噪声系数的分析结果适用于所有线性四端网络 ,,,５ 无源四端网络的噪声系数,,,无源四端网络内部不含有源器件, 但总会含有耗能电阻, 所以从噪声角度来说, 可以等效为一个电阻网络根据式（2．6．１０）, 电阻的噪声额定功率与阻值无关,均为k·T·BW, 所以无源四端网络的输入噪声额定功率Ｐ,nAi,和输出噪声额定功率Ｐ,nAo,相同, 均为k·Ｔ·ＢＷ,代入式（2.6.16）可知无源四端网络噪声系数,,例2.7某接收机由高放、 混频、中放三级电路组成已知混频器的额定功率增益ＧPA2＝０.２, 噪声系数ＮＦ,2,＝１０ｄＢ, 中放噪声系数ＮＦ3＝６ｄＢ, 高放噪声系数ＮＦ,1,＝３ｄＢ如要求加入高放后使整个接收机总噪声系数降低为加入前的十分之一, 则高放的额定功率增益Ｇ,PA1,应为多少？,,解: 先将噪声系数分贝数进行转换 ３ｄＢ、１０ｄＢ、 ６ ｄＢ分别对应为２、１０、４ ,,因为, 未加高放时接收机噪声系数,,,所以, 加高放后接收机噪声系数应为:,,,又,所以,由例2.7可以看到, 加入一级高放后反而使整个接收机噪声系数大幅度下降, 其原因在于整个接收机的噪声系数并非只是各级噪声系数的简单迭加, 而是各有一个不同的加权系数, 这从式（2．6．25）很容易看出。
未加高放前, 原作为第一级的混频器噪声系数较大, 额定功率增益小于１； 而加入后的第一级高放噪声系数小, 额定功率增益大由此可见, 第一级采用低噪声高增益电路是极其重要的2.6.6等效输入噪声温度,,除了噪声系数之外, 等效输入噪声温度Ｔ,e,（以下简称噪声温度）是衡量线性四端网络噪声性能的另一个参数 ,,噪声温度Ｔe是将实际四端网络内部噪声看成是理想无噪声四端网络输入端信号源内阻Ｒs在温度Ｔ,e,时所产生的热噪声, 这样, Ｒs的温度则变为Ｔ,0,＋Ｔ,e,, 这种等效关系如图2.6.2 所示由图2．6．2（ａ）并根据式(2617)和(2620)可以写出：,, P,nAo,=P,nAi,G,pA,+P,nAn,=k·T,0,·BW·G.G,PA,.NF,,由图2.6.2（b）可写出:,,,Ｐ,nAo,＝k·(Ｔ,0,＋Ｔ,e,)·ＢＷ·Ｇ,PA, (2.6.28),,对比式（2.6.27）和（2.6.28）可得到Ｔ,e,与ＮＦ的关系式为:,, NF=1+ 或 Te=(NF-1)T,0,(2.6.29),,可见, Ｔ。