《电力电子技术)199 6年第3期1996.8全桥变换器中PWM控制与移相控制的比较C ompa risonbetwe e五PWMCo ntrolandpha se一shiftingeo ntrolforFull一e ontr olledB ridgeC onve rter南京航空航天大学欧阳长莲章国宝严仰光(南京210 016)1概述电力电子技术要得以发展,就必须研究器件的电路应用拓扑及其控制方式方波逆变的全 桥变换器,其控制方式有PWM控制和移相控制PWM是应用最广泛的一种控制方式,它具有许多优良性能,但由于采用PWM控制方式的变换器中的电力半导体器件工作于硬开关状态,开关损耗大,使PWM变换器难以高频化,因而影响性能的进一步提高采用移相控制方式,利用变压器漏感和器件两端的输出电容作为谐 振元件,在 全桥DC一D C变换器中满足零电压导通条件,形成零电压开关PWM变换器技术下面就其工作原理、电路特性以及对主电路工作的影响等方面,对这两种控制方式予以 比较2全桥PWM变换器工作原理2.1以PWM控制方式工作 全桥PwML(:-DC变换器电路如图1所示VQ:、VQ3上的电压为输入电压E;当VQ:、VQ:导通时,VQ,、VQ;上的电压为E;当四个晶体管都截止时,各晶体管上的电压为E/ 2。
由高频变压器漏感引起的电压尖峰超过输入电压时,快速二极管导通,将集电极电压钳位在输入电压功率晶体管VQ,、VQ4及VQZ、VQ3的基极驱动信号与电流、电压波形如图2所示 ! !} } }. . . . . . . . .{ { {厂一一, , , , , , ,. . . . . . . . . . . . .. . . . . . .、// / / / / / / / /V/ / /. . . . . . . . . . . . . . . . .. . . . . . . . . . . . . . . . .. . .一一一一一一一一l l l一一一一一一一一: : : : : : :一一二: : : : : { { {功功. . . . . . . . .仁仁l. . .一一一一一一一一一一.i i i . . . . . . . . . . . . . . .二二. . . . .l l l l l l l l l l l., ,l l l l l l l l l l l l l l ll‘‘ 睁睁睁睁睁睁睁睁睁睁睁 入入入El l l l l l l l l l l l lr r rC”””二C:2 2 2 2 2 2 2 2 2 2 2 2 2 2 2 2 2 2 2 2 2 2 2忆忆忆忆忆忆忆忆忆忆忆忆场场场l。
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DC变换器的连续导通工作模式( CCM)不连续导通模式(D CM)时,全桥变换器的特性同 以PWM控制方式工作的全桥变换器特性一样由于不存在充放 电的.漏 电感电流,其波形见图6所示二二C12 2 2 2 2 ⋯CZ了了I I I lk夕- - - { { {C32 2 2 2 2L ,[ [ [ [ [ [ [一’‘‘I I I}扮卜’’炸炸条、、图3全桥零电压开关PwMo c一D C变换器该电路是 采用恒频移相控制方式工作的,利用高频变压器漏感LK贮存的能量对器件两端并联电容的充放电来实现这种控制是通过改变逆变电路两桥臂对角功率器件基极驱动信号的移相角大小,以调节输出电压的脉冲宽度,电路的工作频率恒定功率晶体管VQ,、VQZ、VQ3、VQ;的基极驱动信号波形如图4所示图中移相角a的范围为0 o一180 0根据功率晶体管 的基极驱动信号波形,假定功率晶体管VQ;比VQ,提前关断,VQ:比VQ3提前关断,因而VQ:、VQ;组成超前臂,VQI和VQ:组成滞后臂图3中所有器件均为理想器件,电压、电流的参考方向如图所示一车二丰别口耳一仁人l j u卜卜粼‘‘ 已已义法法VQ- - -入: : :J J J几几{ { {vQ3:vl),vQ, ,V加加加加加加加加加vQ3:{ { { { { 拼拼拼犷 、, , ,Vn4:: : : : :二二二二二,、‘. 佰佰佰I I I I I, , , , , , , , , , ,. . . . .l. . . ⋯片片二二二二洲{ { {t t t t t,I I I I I.‘‘‘‘. . . . .二二二.吐吐吐吐 尸尸‘吧吧,一 一l l l l l.t, , , ,. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .l l l l l l l l l一{厂- - -! ! ! ! ! ! ! ! ! ! !l l l l l l l l l l lI I I I I}){) ) ){二 !}{){ { {I I I I I .,.- - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - -l l l l lL__坛上二二吧月月’一助-一t一诵二二I I I I I I I I I. . . . . . . . .l l l l l l l l l一一一 一J J J J J J J} } } } } 「一闷一 习习习I [ x标图5iL K、iL F、1.、UR的波形图U ^。
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上述是以移相 控制方式工 作的全桥DC-图6移相控制方式不连续导通模式时的波形3电路特性分析3.1PWM控制方式工作的全桥PWM变换器电感对电流的影响如图7所示VD I,导通时UZ一U五di/dt(2)4B比叭全桥变换器中PWM控制与移相空制的比较设L为常数并忽略整流滤 波电路直流压降 的影响,则电流iL将以线性规律增长,式(2 )可改写为UZ一UL盯1/山,(3)式中盯1—电感电流在t,~t:期间的电流增量‘,—VD I,在U:作 用下的导通时间队队一T / 2一一Jt t t } } }八八八 Z Z Z、尹、、I om肠几=几.‘几讥m.·砚1 00· 互1 00· 勺I n几>I om ,图7电感对 电流的影响在t,一tZ期间UR为零,iL逐渐 消失,电感产生右正、左负的感应电压,L中磁能分别通过Vn小VD , 2、R释放,负载继续流过电流此时通过VD I,、VD 12的电流为负载电流IL的 1 /2磁能释放时一ULdiL/dt=L盯2/山:(4)式中△I:—电感电流在tZ~t3期间电流减小的变化量山:—输出电压UR二o的时间△I,=△12=△IL=ILma二一ILm‘5)显而易见,锯齿上升部分是电感流向电容C的充电电流,表明电感电流既向负载供电,也给电容C充电。
锯齿波下降部分为 电容放电电流为使电感电流连续,锯齿波电流的最小值必须)0,为此负载电流的最小值In=△IL/2(6)将式(3)代入式(6)得I、,[(U:一U)/ZL〕·‘;,再将山:=(U/UZ) (T/z)代入I中,得一U2)/2=L IL Z/2,则C=LILZ/(UomaxZ一UoZ)(8)为了减小空载电压上 升幅值,在满足纹波电压与临界电感要求下,尽量选用小电感、大电容3.2移相控制 方式工 作的全 桥零电压开关PwM变换器3.2.1直流特性由图5知,高频变压器原边电压UAB的脉冲宽度,在O一tZ和t‘~t期间未反射到高频变压器副 边,UR的脉 冲宽度小于UA 的脉冲宽度,即存在占空比丢失问题一tZ期间,漏感 电流人K达到I;后输出整流器导通,在副边得到输出电压,即在O一tZ、t‘一t期间,高频变压器原边与副边形成两个独立的电路有效占空比M=,U/U^:=众f f(9)式中n—高频变压器变比D =Derr+△D(10)式中△D—丢失的占空比由图5知,△” 一子撬( I1+12)‘1一告(I一“着)12一青[I髻一鲁(1一 ”)晋(11)r | | | | ||之|l_(UZ一U。
)UT 乙二~一一不万~一-下万一一一二气了 乙宜ominL jZ乙 其 中I omi是 电感 续流的临界电流,因此L)[(uZ一uinUZ〕/(T/z)负载 电流从满载到空载时,变换器输出电压将从U上升到U根据能量守恒定律;满载时电感 中的磁场能将转换为 电容器的电场能量,即C(U二2式中T—周期I—输出电流△I—输出电流纹波由式(9)、(10)、(11)推得M=D/[l+4认一 入(z一D)](1 2)式中f ,—开关频率且恒定,f ,一1/Tr=LK/nZR入—电感比率,凡~LK/矛乙若凡《1,则M= D/(l十4r人)(13)由式(13)知,M随开关频率人的增加而减小D~为最大占空比,且Dm,二【E二/ ( I/n )〕“令负载 电流I ’, _一,E m a二了瓦 万妥,, F L为满载电流,则零电压开关范围y=I:。