射频功放设计规范和指南 III目 录前 言 IV第一章 射频功放设计步骤 11.1 定设计方案 11.1.1 GSM及PHS基站系统 11.1.2 CDMA及WCDMA基站系统 31.2 选择确定具体线路形式及关键器件 51.2.1 射频放大链路形式与关键器件选择及确定 51.2.2 控制电路的确定 81.3 进行专题实验或一板实验 91.4 结构设计及PCB详细设计 91.5 进行可生产性、可测试性的设计与分析 9第二章 功放设计中的检测及保护电路 102.1 引起功放失效的原因 102.2 功放保护电路设计类型 112.3 功率放大器的保护模型 122.4 功放的状态监测 132.5 状态的比较判断 142.6 保护执行装置 152.7 保护电路举例分析 15第三章 功放中增益补偿电路的实现 173.1 模拟环路增益控制 173.2 数字环路增益控制 173.3 温度系数衰减器 18第四章 功放供电电路设计 194.1 功放电路的供电形式 194.1.1 LDMOS器件供电电路 194.1.2 GaAs器件供电路。
224.2 电源偏置 224.3 布局 224.4 电容的选用 23第五章 输入输出匹配及功率合成技术 245.1 用集总参数元件进行阻抗匹配电路的原理及设计实例 245.1.1 输入阻抗中含感性特性的匹配设计 255.1.2 输出阻抗中含容性特性的匹配设计 285.2 用分布参数来进行阻抗匹配 295.3 功率合成技术 335.3.1 功率分配和合成单元 33第六章 功放设计中的前馈技术 366.1 前馈技术 366.2 实现方案 396.2.1 方案介绍 396.2.2 主功放模块（MAM） 416.2.3 误差放大器模块 426.2.4 延时滤波器模块 426.2.5 检测模块 436.2.6 信号处理模块 43第七章 功放中预失真技术 467.1 预失真原理 467.2 预失真方法 477.2.1 模拟预失真方法 477.2.2 数字预失真方法 49第八章 功放设计中的材料 528.1 功放管的选型 528.1.1 工作带宽 528.1.2 线性度 528.1.3 工作频率 538.1.4 工作电压 538.2 匹配电容的选型 538.2.1 高频损耗 548.2.2 耐压 558.3 PCB板材 55第九章 功放电路的结构与屏蔽 569.1 按功能（频率）分隔布局进行屏蔽 569.2 射频PCB印制线的特殊处理 589.2.1 阻抗控制 589.2.2 印制线拐弯 599.2.3 多层板 599.3 电源及输入输出信号的处理 609.4 屏蔽腔的设计 60第一章 射频功放设计步骤射频功放设计一般分为五个步骤进行，分别为：制定设计方案、选择与确定具体线路形式及关键器件、进行专题实验或一板的实验、结构设计及PCB详细设计、进行可生产性与可测试性设计和分析。
1.1 定设计方案在进行射频功放设计时，我们首先要根据给定（或需要）的技术指标和功能指标制定设计方案制定设计方案的主要依据是指标要求中的额定输出功率、线性度（ACPR/IMD）、载波数、功耗/效率等指标1.1.1 GSM及PHS基站系统在GSM及PHS基站系统中，由于对线性度要求不是很高或者额定输出功率不是很大，且在单载波情况下工作，所以我们选择通用的射频功放设计方案——功率回退法（高功放HPA）构成HPA放大器一般有两种工作状态：A类及AB类工作状态A类放大器具有良好的线性放大性能，其三阶交调系数与输出功率的变化关系是：输出信号功率减小3dB（即减小一半功率），则三阶交调抑制改善6dB一般来讲，A类放大器在1dB压缩点输出时，三阶交调系数约为－23.7dB (通常取－20dB)为了达到一定的线性，并考虑到工程问题，A类放大器需回退15dB，此时放大器的三阶交调抑制可以达到－45～－50dBc然而使用A类放大器的最大缺点是效率低及成本较高这是因为实际应用中A类放大器在它的1dB压缩点输出功率时，其效率只有10％比如，完成一个30W平均输出功率的HPA，就需要至少有300W的耗电，并且工作电流随输出功率变化的值不大。
若考虑回退12dB，则需要有480W平均功率输出，需耗电4.8kW为了达到30W的输出功率需要用较多的功率管这样就加大了HPA的成本和体积，增大了研制成本和难度为了避免这个问题，建议在小功率放大器(平均功率输出£1W)设计中使用A类放大器；在中大功率放大器(平均功率输出>1W)设计中使用AB类放大器AB类放大器的特点是效率高、成本低由于单管的输出功率高，仅需少量的功率管即可做到较高的输出功率，所以成本较低，且散热和结构设计可以简单化目前用在AB类的管子主要选LDMOS管，AB类放大器用最大包络功率PEP来描述其功率容量，类似A类的1dB压缩点偏置在AB类的LDMOS放大器，在PEP处的互调抑制为28dBc，回退3dB时互调抑制接近40dBc，继续回退，改善不大回退10dB时效率约为15%总之功率回退法的优点是简单、易实现，缺点是受功率管P1dB限制A类放大器的三阶交调系数IMD3、三阶交截点IP3及输出功率Pout的关系见(1)式IMD3(dBc)=2[ IP3 (dBm)-Pout(dBm)] (1)A类放大器的1dB压缩点P1dB与其三阶交截点IP3的关系曲线图见图1.1、图1.2。
图1.1 A类放大器的1dB压缩点P1dB曲线图1.2 A类放大器的1dB压缩点P1dB与其三阶交截点IP3的关系曲线AB类放大器不适用于上述两个曲线，具体可参考所选定的功率管厂家给出的IMD或ACPR曲线1.1.2 CDMA及WCDMA基站系统在CDMA及WCDMA基站系统中，由于CDMA技术是随机包络的宽带信道，交调失真的影响产生频谱再生效应，所以对线性度要求很高，加之额定输出功率较大，且在多载波情况下工作，因此我们选择前馈法或自适应预失真的设计方案进行射频功放的设计，至于选用哪一种方案，设计人员应根据实际情况来确定下面将前馈及预失真技术的优缺点做一简单比较，如表1.1所示(这两种技术的详细介绍请参考后面的专题)表1.1 前馈及预失真技术比较线路技术矫正能力带宽优点缺点相对成本前馈20~30dB>25MHz改善线性最好，带宽最宽线路结构复杂，改善量受制于控制电路对两个环路的增益及相位的处理能力，受制于DG、DF高预失真3~7dB>25MHz简单，微波段和中频段均能实现矫正能力有限低自适应预失真10~20dB10~15 MHz微波段和中频段均能实现较复杂中1.1.2.1 前馈放大器前馈放大器原理如图1.3所示。
图1.3 前馈放大器原理框图在图1.3中，由耦合器C1、C2、C3、移相电路D2及主放大器组成环路1，其作用是为了消除放大器的载频信号功率，提取误差信号；由耦合器C2、C3、C4，移相电路D1及误差放大器组成的环路2是为了消除主放大器非线性产生的交调分量，改善功放的线性度前馈技术交调改善如（2）式所示：ΔIM=-10log|1+10ΔG/10-2×10ΔG/20cosΔΦ| （2）式中：ΔIM=交调改善值，单位为dB ΔG=抵消输入幅度误差，单位为dB ΔΦ=相位误差，单位为度当ΔG≤0.25dB、ΔΦ≤2º时，改善效果理论上可以达到30dB另外前馈方案对每对对消通道在工作频带内的增益平坦度和相位平坦度的要求是比较严的，而增益和相位容易受到温度、电压、功率等因素的影响，实际的改善效果与理论值会有一定的差距1.1.2.2 预失真技术预失真技术是利用非线性发生器产生一个失真信号，耦合到功率放大器的输入端，抵消功率放大器的非线性失真，其框图如图1.4所示预失真技术在国外线性功放中普遍采用，国内在一些无线系统的中频中也采用预失真技术，因此该技术是可行的。
图1.4 预失真技术原理框图1.2 选择确定具体线路形式及关键器件设计方案确定后，就可以根据设计方案选择具体线路形式及关键器件，包括射频放大链路形式选择与控制电路形式选择1.2.1 射频放大链路形式与关键器件选择及确定1.2.1.1 射频放大链路射频放大链路的形式主要依据整机分配给链路的增益、额定输出功率、增益平坦度、线性度（ACPR/IMD）、功耗/效率等指标来确定其原理框图形式如图1.5所示：射频放大链路一般由输入分路、输入取样、压控衰减、多级放大、输出环行器保护、前向取样、反向取样、输出采样等基本电路组成其中放大级数取决于链路增益及所选放大器件的增益；前向取样、反向取样、输出采样电路通常采用微带线形式的定向耦合器来完成图1.5 射频链路的形式框图1.2.1.2 功率管的选择原则依据整机分配给射频放大链路的增益、额定输出功率、增益平坦度、线性度（ACPR/IMD）、功耗/效率等指标，并结合给定的射频放大器的工作频段，选择合适的各级功率管一般先选定末级功率管，然后再依次逐级选定前面各级功率管，选管的原则是前一级的主要指标（如ACPR）不能引起后一级指标的恶化，更不允许前一级的输出功率大于后一级的输入功率。
1.2.1.3 级联放大器的三阶交调系数与各级IMD3关系大多数射频功放是由两极或多级放大器组成，级联放大器的IMD3主要取决于末级放大器的IMD3，因为在设计驱动级时一般将其交调失真设计得很低各放大级的IMD3对整个级联放大器的IMD3的影响可用（3）式来表示IMD3= 10log(10d1/10+10d2/10+…10dn/10) （3）式中IMD3为级联放大器的三阶交调系数，d1、d2、dn为各放大级的三阶交调系数由（3）式可知两级放大器的IMD3如（4）所示：IMD3= 10log(10d1/10+10d2/10) =d2+10log[1+10(d1- d2)/10] （4）假设两级放大器的三阶交调系数之差的绝对值为A，即A= d1-d2，则驱动级的IMD3对末级的IMD3的影响值B(末级交调恶化值)可用下面的（5）式来表示：B=10log[1+10-A/10] （5）（5）式可转化为图1.6的曲线来表示图1.6 级联放大器中驱动级交调系数对末级交调系数的影响曲线同样由(5)式可得到不同A值时恶化值B，表1.2所示表1.2 A 、B对应值A驱动级优于末级的IMD3(dB)B末级交调恶化值(dB)0351.2100.4150.135200.043由图1。