一种在 GSM 下行全频带内用于可穿戴设备的高效射频能量收集技术 梁东伟 李国林 清华大学电子工程系 摘 要： 针对市场上可穿戴、低功耗设备的兴起, 探讨利用环境中 RF 能量实现供电的可能性针对 GSM 下行 935960 MHz 下行频段, 使用分立元件在 RO4003C PCB 板材上进行了测试验证匹配电路中的电感采用自制绕线电感, 在接收功率为-10 dBm 时, 转换效率达到 34.7%关键词： 环境能量收集; 射频能量收集; 可穿戴设备; GSM; 作者简介：梁东伟 (1981-) , 男, 研究生, 主要研究方向:射频电路作者简介：李国林 (1970-) , 男, 副教授, 博士, 主要研究方向:集成电路, 射频电路, 电子医疗A GSM downlink full-band high efficiency RF harvesting technology for wearable devicesLiang Dongwei Li Guolin Department of Electronic Engineering, Tsinghua University; Abstract： This paper concerns the possibility of powering wearable devices with ambient RF energy. For the GSM downlink band of 935 ~ 960 MHz, RF harvesting efficiency is measured on RO4003C PCB. Self-made winding coils are used in the matching cir-cuit. The efficiency of 34. 7 % is gotten when the received power is -10 dBm.Keyword： ambient energy harvesting; RF energy harvesting; wearable devices; GSM; 0 引言可穿戴设备是穿戴于人体的小型的计算与传感系统, 用来周期性地跟踪、存储、处理关键的人类生理、活动、事件等参数[1]。
但现有的电池技术增加了成本、体积及重量, 同时电池需要定期充电, 更换, 这些问题都制约了可穿戴设备的用户体验[2], 人们把目光转向环境能量收集用于可穿戴设备的环境能量收集方式有多种, 包括热能、震动等, 其中, RF 能量收集有着自身的优势, 因为它自身就是电能量收集, 不需要热梯度或活动部件等能量转换或传感器件[3], 当然相应的天线或线圈不可或缺本论文着手于环境中充斥的电磁波能量, 给出了一种小体积的可用于可穿戴设备的电磁波能量收集电路, 并测量了其性能从目前环境的电磁波能量分布来看, 在微波频段, CDMA800 (810~870 MHz) , GSM900 与 GSM1800 频段的能量是最稳定的[3-5]根据 Friis 自由空间损耗公式, 频率越高, 衰减越大, 因而需要选择频率较低的频段同时又考虑到可穿戴设备的特点, 需要尽可能小的天线尺寸, 因而本篇论文的测试电路最终选择了 GSM900 频段进行对环境能量收集的可行性验证根据 GSM900 频段使用情况[6], 上行 890~915 MHz, 下行 935~960 MHz在距离GSM900 基站 25 m 到 100 m 的区域, 室内与室外功率密度分布在 0.3 m W/m~3 m W/m 范围内[7-9]。
根据公式[10]:可得到天线接收功率范围为 8μW~100μW, 其中 100μW 功率由 20 m 处功率密度估算值 4.6 m W/m 确定, 也就是说, 在基站 20 m~100 m 范围内, 天线可接收到-21 d Bm~-10 d Bm 之间的功率式中 Pr为接收功率 (m W) , P u为功率密度 (m W/m) , (λ/4π) 为天线有效面积, G r为接收天线增益, 估算中取常见的全向接收天线增益, 10lg (G r) =3 d Bi在上述功率范围内, 采用分立元件实现的能量收集电路, 其效率一般在 10%左右[11-13]得到转换后的可用直流功率范围在 0.8μW~10μW 之间最近出现一些可穿戴设备上的传感器功耗在 0.1μW~20μW 之间[9,14], 如文献[9]中的quartz watch 的功耗为 5μW, 而文献[14]的可穿戴生物医学信号捕获与数字化部件, 即超低功耗的模拟前端 (AFE:anolog front end) 与 ADC 的功耗仅0.343μW因而射频能量收集电路可用来为这些传感器提供能量供给, 如是可穿戴设备在启动信号处理前的时段无需启动电池供能。
1 GSM 频带能量收集电路电磁能量收集电路的原理框图如图 1 所示, 射频电磁能量经天线接收后, 再经倍压整流电路转换为直流电, 最后将直流电能以电荷形态存储于电容器件本文测试电路设计主要针对 GSM 频段, 故而考虑收集整个 GSM 频带范围内的能量在 GSM 下行 935~960 MHz 范围 25 MHz 带宽内, 载频间隔 200 k Hz, 共 124 个频点在移动通信中, 用户通信会使用不同的载频, 因此能量收集电路应在整个频带内都有良好的接收性能这就需要在天线与倍压整流电路之间有一个设计良好的匹配网络本论文验证电路采用分立元器件进行电路的搭建, 而分立元件本身由于寄生效应可能会引入较大的损耗, 因此要求匹配元件数量越少越好, 故而采用最为简单的双电抗元件匹配网络图 1 射频能量收集模块 下载原图1.1 天线考虑到实际应用环境的不确定性, 天线应选用全向天线采集环境能量例如可采用市场上常见的 GSM900M 天线 ZDGSMCDMATS004, 其主要技术指标为:频率范围 890~960 MHz/1 710~1 880 MHz, 增益 3 d Bi, 输入阻抗 50Ω, 驻波比≤1.5, 最大功率 50 W。
1.2 2 倍压整流电路天线接收到的是交流信号, 且信号能量较小, 因此需要采用倍压整流电路以提高输出电压, 这里单级倍压电路采用 Cockcroft-Walton Voltage Multiplier模型[15]N 级整流倍压电路模型[21]如图 2 所示倍压级数的增多意味着能量损耗的增大, 因此在输出电压可用的前提下应尽可能减少倍压电路的级数图 2 模型中, C11, D11, D21, C21 构成 1 级倍压电路, 依次类推, 电路构成 N级倍压电路该模型中的 C11~C1n, C21~C2n 需要具有高频、高 Q 值特性Cout=C2n 作为最后一级的输出存储电容, 可选用通用电容由于环境能量属于微弱能量, 二极管应选择具有零偏特性的肖特基二极管, 测试选择 avago 公司的 HSMS-285x 系列, 其正向导通电压 VF (forward voltage) 为 150 m V, 工作频率<1.5 GHz[16]图 2 N 级整流倍压电路模型 下载原图二极管的 spice 参数及其封装寄生参数如图 3 所示[16]图 3 单二极管模型 下载原图在匹配状态下, N 级倍压电路整流输出电压公式如下[17]:其中, P rf为天线接收功率;R dbl为二极管等效阻抗中的电阻部分;R ant为天线阻抗中的电阻部分;n 为二极管的非线性因子;V T为热电压;I s为二极管的反向饱和电流;χ 为二极管峰值电流与漏电流的比率, I leakage是一个经验值;为存储电容 (图 2 中的 C21, C22, …C2N=Cout) 的漏电流。
依据文献[17], 取 Rdbl=3 250Ω@900 MHz, R ant=50Ω, n=1.06, I s=3μA, χ=9.7, I leakage=1.5μA, V T=26 m V@25℃, 得到 VREC~Prf关系曲线如图 4 所示由图中曲线可知, 在-20 d Bm~-10 d Bm 范围内, 1~2 级电路可以较好地满足可穿戴生物医学信号捕获与数字化部件 1 V, 343 n W[14]及生物医学传感器接口芯片 1 V, 450 n W[22]的工作电压要求由于接收信号功率较低, 级数的增多意味着损耗的增大, 我们选择 1 级和 2 级电路进行测试图 4 N 级倍压电路输出电压与输入功率关系 下载原图1.3 匹配电路匹配电路应确保天线接收电磁能量有效被倍压整流电路吸收, 因而是测试电路转换效率的关键环节, 需要选择精确度较高的器件以对准频率, 同时为了减少损耗, 需要减少匹配器件的数量, 测试电路采用 L 型 (双电抗元件) 匹配电路匹配电路参数可以通过两种方式获取, 一个是仿真, 另一个就是在实际电路中使用网络分析仪对倍压整流电路进行 S 参数测试后做匹配电路设计。
我们先对电路进行仿真, 确定匹配电路器件参数的范围, 其后对实际电路进行网分测试校正, 以确保最终接收效果根据图 2、图 3 的电路模型, 仿真确定一级与两级倍压电路的匹配路径在 GSM下行 935-960 MHz 频段, 在中心频点 947.5 MHz 上进行仿真分析图 5 给出了匹配效果, 对应的 L 型匹配网络如图 6 所示, 两个电抗元件均采用电感, 图中还给出了匹配电感的参数图 5 匹配路径 下载原图图 6 L 型匹配网络 下载原图仿真分析设计中的电感元件参数取值如图 6 所示, 商用电感器件只有整数取值且寄生效应严重, 即使不考虑寄生效应, 对于高 Q 值匹配电路而言, 电感数值微小的变化也会带来匹配中心频率的严重偏差例如, 将图 6 中 1 级倍压电路的匹配电路电感 L1=49.192 076 取整为 49 n H, 仿真 S11 参数前后变化如图 7所示, 其中粗线为 L1取整后的仿真结果图 7 电感参数取整后 S11 的变化 下载原图仿真显示, L 1取整前中心频点为 947.5 MHz 同时 S11=-68.993 d B, 而取整后中心频点为 949.2 MHz 同时 S11=-51.566 d B。
微小的电感变化 (0.3%) , 导致中心频点偏移了 1.7 MHz, 而信号覆盖带宽不过 25 MHz在市场上购买到的商用电感, 在 10 n H~100 n H 之间只有整数值的, 且不连续例如最接近L1=49.192 076 的商用电感取值为 47 n H采用 L1=47 n H 的匹配电路, 仿真显示, 中心频点将偏移到 968.0 MHz 同时 S11=-31.6 d B如果考虑寄生效应, 还会带来其他影响, 如转换效率的降低为了避免这种情况, 本测试电路采用的是自制的绕线电感, 用于匹配电路的调试, 可以通过调整线圈的长度, 直径, 间距等达到最佳匹配状态实际电路匹配后电路 S11 参数测试如图 8 所示, 可见, 在 GSM 下行 935-960 MHz 整个频带内实现了良好的匹配2 电路特性分析实际测试电路如图 9 所示, PCB 板材使用 RO4003C为了获得稳定可靠的测试效果, 测试信号源使用 CW (continuous-wave) 50-Ω, 频率采用 GSM900 (下行 935~960 MHz) 的中心频点:947.5 MHz图 8 实际电路测试 S11 参数图 下载原图图 9 倍压电路实物图 下载原图转换效率计算公式如下:为观察在 GSM 下行 935-960 MHz 整个频带内转换效果, 针对 1 级倍压电路和 2级倍压电路, 在其中心频点 947.5 MHz、边沿频率 935 MHz 与 960 MHz 分别测试了输出电压, 并根据式 (3) 获得了对应的转换效率, 如表。