数字通信第三章

第3章 脉冲编码调制 3.1 脉冲编码调制（PCM）的基本概念3.2 抽样3.3 量化3.4 PCM编码3.5 PCM 解码3.6 PCM复用与数字复接技术3.1 脉冲编码调制（PCM）的基本概念 用数字通信系统来传输消息信号具有很多优点，但实际中由信源设备直接产生的原始信号大多数都是模拟信号，要想实现数字化传输和交换，首先就要将模拟信号数字化在发送端数字化的过程是先将模拟信号抽样，使它成为一系列在时间上离散的抽样值，然后再将这些样值进行量化使其在取值上也离散，最后再进行二进制编码，形成数字信号；在接收端进行相反的变换，把接收到的数字信号还原成模拟信号将模拟信号的抽样量化值变换成二进制代码的过程，就称为脉冲编码调制（PCM）  典型的基带传输PCM通信系统如图3-1所示，它由三个部分组成： 1．信源编码部分，相当于模数变换（A/D），它包括抽样、量化、编码三个过程； 2．信道部分，包括信道和再生中继； 3．信源解码部分，相当于数模变换（D/A），它包括再生、解码和低通滤波器等图3-1 PCM基带传输通信系统 3.2 抽 样 模拟信号不仅在幅度上取值是连续的，而且在时间上也是连续的。

为了使模拟信号数字化，首先在时间上必须对模拟信号进行离散化处理，这个过程由抽样来完成抽样也叫取样，是模拟信号数字化的第一步，取样是在指定的时间里，抽取该时间上模拟信号的瞬时值，可以用图3-2所示的取样模型来表示抽样的过程，取样脉冲s(t)到来时，取样开关闭合，输出为该时刻信号的瞬时值；无取样脉冲s(t)时，则取样开关断开，输出为0图3-2 取样模型 经过取样，原模拟信号变成了一系列窄脉冲序列，脉冲的幅度就是取样时刻的信号幅值，经过取样，连续的模拟信号在时间上被离散化了如图3-3所示图3-3 模拟信号的抽样 由图3-3可知，离散样值序列ms(t)的包络线仍与原来的模拟信号m(t)的形状一致，因此，离散样值信号ms(t)包含有原模拟信号m(t)的信息取样得到的这些样值信号也称为脉冲幅度调制（PAM）信号，这些样值信号在时间上虽然是离散的，但其幅度值仍然有无限多个可能的取值，所以它仍然是模拟信号 显然，在对信号进行抽样时，抽样脉冲s(t)的抽样频率究竟要取多少是非常重要的问题，只有解决了这个问题，才能保证在接收端接收到的信号经解码之后，还能还原出原来的模拟信号m(t)。

3.2.1 低通信号的抽样频率 抽样定理又称取样定理其基本意义是：若对某一时间连续的信号进行抽样，抽样速率（频率）取什么样的数值，所取得的抽样值才能准确地还原出原信号 低通信号的抽样定理：设有一个频带限制在(0 ～ fH )内的连续模拟信号m(t)，若对它以抽样率为fs ≥2 fH的速率进行抽样，则取得的样值完全包含m(t)的信息 在实际通信系统中，考虑到实际滤波器特性的不理想，为避免样值信号的频谱与原信号的频谱发生重叠，通常取抽样频率比2 f H 大一些，但不能取得太大，以免频谱间隔太大，降低信道的复用效率，浪费频率资源比如话音信号的上限频率通常在3.4kHz左右，抽样频率通常取：f S = 8 kHz3.2.2 带通信号的抽样频率 上述的抽样速率是假定信号带宽为0 ～ f H的条件下得到的，它对任何低通带限信号都成立但是，若连续信号的频带不是限制在0 ～ f H之间，而是限制在f L与f H之间，其中f L为信号的最低频率，f H为信号的最高频率，且带宽B = f H－f L≤f L时，则这样的信号称为带通型信号 如果采用低通信号的抽样定理对这种信号进行抽样，虽然抽得的样值完全可以表示原信号m(t)，但抽样信号的频谱中会有较多的频谱空隙得不到利用，使信道的利用率不高。

对于带通信号而言，可以使用比信号中最高频率2倍还要低的抽样速率 带通信号的抽样定理：如果模拟信号m(t)是带通信号，频率限制在f L和f H之间，则最低抽样速率必须满足： （3-1） 式（3-1）中，m取f L/B的整数部分，而在一般情况下，抽样速率应满足如下关系： ≤ ≤ （3-2） 只要满足式（3-2），抽样信号频谱就不会发生重叠，如果特别要求原始信号频带与其相邻频带之间的频带间隔相等，则可选择如下抽样速率： （3-3） 图3-4说明了带通信号抽样速率的取值范围，从图中可以看出，带通信号的抽样速率在2B和4B之间，即：2B≤fs≤4B。

因此，对于一个模拟信号要采用多大的抽样速率对其抽样，首先要判断它是属于低通信号还是带通信号，若f L＞B时，它是带通信号，适用带通信号的抽样定理；若f L＜B时，它是低通信号，适用低通信号的抽样定理图3-4 带通信号的抽样频率3.2.3 脉冲幅度调制（PAM） PAM是脉冲载波的幅度随消息信号m(t)变化的一种调制方式其实现方法是用宽度有限的窄脉冲序列作为抽样信号对消息信号m(t)进行取样，所得到的幅度随m(t)的变化而变化的脉冲串序列就是PAM波如图3-3中的ms(t)通常只要按取样定理选取抽样信号的周期Ts，保证1/Ts等于或大于m(t)上限频率的两倍即可得到PAM波信号 PAM信号通常会产生幅度失真，即在取样脉冲宽度内，被抽取的信息幅度并非都是相等的；同时引入时延后，将会引起脉冲的中心无法对准取样时刻，也会引起失真因此，PAM波抗干扰能力很差，一般很少用它传输信息，而是把它作为一种中间处理信息的手段，以便过渡到其它脉冲调制方式；但在信道性能良好的情况下，采用时分复用的方式，只要接收机和发射机同步，也可以达到良好的PAM通信PAM的另一个特点是解调比较简单，只需要一个截止频率等于m(t)最高频率的低通滤波器即可。

3.3 量 化 模拟信号经抽样后变成了时间离散的PAM信号，为了适合数字系统传输，必须将PAM信号的样值变换成数字信号，也就是用二进制码来表示样值脉冲 将抽样信号的无穷多个取值“近似”为有限个标准值，然后用有限位二进制数表示，这个近似的过程称为量化 这有限个标准值与原抽样信号之间存在误差，这个误差叫做量化误差，对于信号来说这相当于一种噪声，所以也称为量化噪声若要将－U～+U之间的抽样值用n位二进制码来表示，可在－U～+U之间均匀分成2n等分，每一等分称为一个量化间隔，又称为量化级或量化阶距，简称量阶每一量化间隔的中间值称为该量化间隔的量化值图3-5 量化波形及量化误差3.3.1 均匀量化 如图3-5所示，图中所有量化间隔都是相同的，即每一量化间隔都是Δ，我们把这种每一量化级都相等的量化称之为均匀量化，根据这种量化进行的编码称为线性编码均匀量化的间隔是一个常数，其大小由输入信号的变化范围和量化电平数决定如输入信号的最大值为H，最小值为L，量化电平数为N，则均匀量化间隔Δ的大小为 （3-4） 均匀量化的特性曲线如图3-6所示，图中的x和xq分别是量化器的输入和输出。

从图中可以看出，输出端用四舍五入的方法将连续变化的输入信号转换成了阶梯状的输出信号，每一阶梯的差值就是一个量化阶距Δ由于用量化值取代了准确的抽样值，所以量化过程会在重现信号中引入不可消除的误差，这种误差称为量化误差量化误差对通信的影响类似于在系统中引入了附加噪声对话音通信，表现为背景噪声；对图像通信，表现为使连续变化的灰度出现不连续现象图3-6 均匀量化特性曲线 由于量化误差表现为量化噪声，我们可以用研究噪声的方法来研究量化误差的影响设量化器的输出信噪比为Sq/Nq，则对于用n位二进制码表示的输出信号，样值被分为N个量阶，即N=2n此时有如下的量化信噪比表示公式： （dB） （3-5） 这表明，每增加一位编码，量化信噪比大约可以增加6 dB  均匀量化的量化信噪比与编码的位数有关，编码位数越高，输出信噪比就越高为了保证有足够的量化信噪比，在均匀量化中就必须靠增加量化级数的方法来实现例如，话音信号要求在信号动态范围大于40dB的情况下，量化信噪比不能低于26dB。

由式（3-5）可以算出，此时n≥11也就是说，每个样值至少需要编11位二进制码这一方面使设备的复杂性增加，另一方面又使二进制码的传输速率过高，占用频带过宽而在大信号时信噪比又显得过分地大，造成不必要的浪费这就使得我们必须找到一种既能满足量化信噪比及动态范围指标，同时编码的位数要求又比较少的量化系统，这就是非均匀量化系统3.3.2 非均匀量化 在均匀量化中，量化噪声与信号电平大小无关量化误差的最大瞬时值等于量化阶距的一半Δ/2，所以信号电平越低，信噪比越小例如，对于话音信号，大声说话对应的电压值比小声的约大103倍，而“大声”出现的概率却是很小的，主要是“小声”信号为了使小幅度信号的信噪比满足要求，必须使量化阶距跟随输入信号电平的大小而改变，即：在输入小信号时，用小的量化阶去近似；输入大信号时，用大的量化阶去近似这样使输入信号与量化噪声之比在小信号到大信号的整个范围内基本一致对大信号进行量化所需的量化级数比均匀量化时少这样缩短了实际编码码字的长度，提高了通信效率 在实际中，人们利用压扩技术实现非均匀量化，其原理如图3-7所示在进行均匀量化之前，先对信号进行压扩处理，对大信号进行压缩，对小信号进行放大。

由于小信号的幅度得到较大的放大，从而使小信号的信噪比得到较大改善，这一处理过程通常称为压缩量化，它是由压缩器完成的在整个压扩过程中，PAM信号先经过压缩器压缩，再进行均匀量化，经过编码后送入信道传输在接收端为将解码后的PAM信号恢复为原始信号还须进行扩张处理，扩张特性与压缩特性相反，从图3-7的（b）图中可以看出，压缩和扩张的特性曲线是相同的，只是输入和输出坐标互换而已整个过程实际上是在编码之前先把信号的动态范围压缩，然后在译码之后再把信号的动态范围扩张图3-7 非均匀量化的PCM系统原理及压扩特性示意图 上述的特性在早期是通过非线性器件来实现的，也就是用模拟的方式实现目前则广泛采用数字集成电路来实现压扩律，也就是数字压扩技术在实际通信系统中采用的数字非线性压扩技术有两种，一种是以μ律作为参量的压扩特性，叫做μ律特性；另一种是以A律作为参量的压扩特性，叫做A律特性μ律主要用于美国、加拿大和日本等国的PCM24路基群系统中，A律主要用于我国和英、法、德等欧洲各国的PCM30/32路基群系统中以上两种压扩特性都为国际标准，且在国际通信中一致采用A律在这里我们只讨论A律特性。

1. A律压扩特性 不论是A律还是μ律，其压缩特性都具有对数特性，是关于原点呈中心对称的曲线A律特性的表示式为： 0≤A≤ （3-6） ≤A≤1 （3-7） 式（3-6）和式（3-7）称为A律压缩特性公式式中，A为压扩系数，表示压缩的程度A的取值不同，压缩特性也不同当A等于1时，对应于均匀量化，无压缩当A值越大时，在小信号处斜率越大，对提高小信号的信噪比越有利，如图3-8所示图3-8 A律压扩特性 图3-9 A律十三折线压缩特性2. 13折线特性 图3-9为近似A律13折线压缩曲线，图中x和y分别表示归一化输入和输出信号的幅度将x轴的区间（0, 1）不均匀地分为8段，分段的规律是按段距近似为1/2的幂次分段，然后，每段再均匀地分为16等分，每一等分作为一个量化层。

因此在（0, 1）范围共有8×16＝128个量化层，但各段上的阶距是不均匀的，把y轴在（0, 1）区间均匀地分为8段，每段再等分为16份，因此y轴在（0, 1）范围被分为128个均匀的量化层 将x和y的分段点连接起来，在正、负方向上分别得到8个折线段，正方向的1、2段和负方向的1、2段斜率相同，因此可连在一起作为一段，于是在正、负两个方向上共形成13段折线，如图3-9所示这就是非均匀压缩的A律13折线压缩特性，此时的A值约等于87.6一般在实际中我们只需分析正方向的8段即可在正方向上，第⑧段的斜率为1/8÷1/2=1/4，依次类推；第⑦段的斜率为1/2，第⑥段的斜率为1，第⑤段的斜率为2，第④段的斜率为4，第③段的斜率为8，第②段和第①段的斜率为163.4 PCM编码 抽样、量化后的信号还不是数字信号，还需要对它进行二进制编码处理，才能使抽样、量化后的离散信号变成数字信号的形式，这一过程称为编码3.4.1 码位的选择与安排 由于二元码抗噪声能力强、易于再生，同时在电路上也容易实现，因此，在PCM通信系统中一般采用二元码在二元码序列中，若有n个比特，则其可共组成2n个不同的码字，可以表示2n 个不同的抽样值。

相应的量化阶数N = 2n ，N越大，量阶的值就越小，量化分层越精细，量化信噪比就越大，通信质量就越好但码位数的多少将会受编码电路和信道带宽的限制，实际上码位数应根据PCM通信系统的有效性和可靠性要求对其进行适当选取在实际应用中我们常根据A律13折线特性用8位PCM码表示一个样值 设B1B2B3B4B5B6B7B8为8位码的8个比特，则B1表示极性码，B2B3B4表示段落码，B5B6B7B8表示段内码各位码字的意义如下 1．极性码 表示信号样值的正负极性，“1”表示正极性，“0”表示负极性 2．段落码 表示信号样值属于哪一大的段落，同时也表示各段落不同的起点电平A律13折线压缩曲线在正负方向上都只有8个折线段，每段的长度各不相同，第①段和第②段的长度最短，为1/128，第⑧段最长，为1/2同时每一段的起点电平都不相同，如第①段为0，第②段为16等 3．段内码 用于表示抽样值在折线段落内所处的位置由于各段落长度不同，每段落又被均匀分为16小段后，每一小段的量化值也不同第①大段和第②大段长为1/128，等分16个单位后，每一量化单位为1/128×1/16=1/2048；第⑧大段长为1/2，每一量化单位为1/2×1/16=1/32。

若以第1段、第2段中的每一量化单位1/2048作为一个最小均匀量化阶距Δ，则在第①～⑧大段内的每一小段依次为1Δ、1Δ、2Δ、4Δ、8Δ、16Δ、32Δ、64Δ它们之间的关系如表3-1所示表3-1各段落长度及段内量化阶各折线段落12345678各段落长度16△16△32△64△128△256△512△1024△各段内均匀量化阶1△1△2△4△8△16△32△64△ 根据这种码位安排，段落码及段内码所对应的段落及电平值如表3-2所示表3-2 段落电平关系表段落序号段落码段落起始电平段内码对应电平段落长度B2B3B4B5B6B7B810000△8△4△2△1△16△200116△8△4△2△1△16△301032△16△8△4△2△32△401164△32△16△8△4△64△5100128△64△32△16△8△128△6101256△128△64△32△16△256△7110512△256△128△64△32△512△81111024△512△256△128△64△1024△ 如设码组的8位码为11010101则B1=1，说明样值为正极性，段落码为B2B3B4=101，说明样值在第6段，段落起始电平为256Δ，段内码为B5B6B7B8=0101，段内电平为：64Δ＋16Δ＝80Δ，该8位码所代表的信号抽样量化值为：256Δ＋80Δ＝336Δ。

3.4.2 A律13折线编码过程 这里主要介绍逐级反馈型编码原理和过程，逐次反馈型编码原理框图如图3-10所示由整流、极性判断、保持、比较、本地译码器等主要几部分组成量化后的样值PAM信号，直接进行极性判断，编出第一位极性码B1，当极性为正时，B1＝1，当极性为负时，B1＝0；同时PAM信号经整流，保持展宽后送入逐次反馈型比较器进行编码，可编出B2～B8位幅度码图3-10中，US代表信号幅度，Ur代表本地解码的输出，把Ur作为每次比较的起始标准；当Us>Ur时，比较器判断输出“1”；当UsUr1=128Δ，则量化信号在后4段(5、6、7、8段上)，此时B2=1； 若Us

 第二次比较：确定段落码的第二位B3，在第一次比较的基础上 当B2=1时，此时的中间权值Ur2=512Δ； 若Us>Ur2=512Δ，则量化信号在7、8段上，此时B3=1； 若UsUr2=32Δ，则量化信号在3、4段上，此时B3=1； 若UsUr3=1024Δ，则量化信号在第8段上，B4=1； 若UsUr3=256Δ，则量化信号在第6段，B4=1； 若Us

当B2=0，B3=1时，此时的中间权值Ur3=64Δ； 若Us>Ur3=64Δ，则量化信号在第4段，B4=1； 若Us128Δ，则B2=1； B3：权Ur2=512Δ，321△<512Δ，则B3=0； B4：权Ur3=256Δ，331△>256Δ，则B4=1。

因此，B2B3B4=101，说明样值处在第6段落上， Δi=Δ6=16Δ 其次进行段内编码： V起6=256Δ； B5：权Ur4=256Δ＋8×16Δ=384Δ，321Δ<384Δ，则B5=0； B6：权Ur5=256Δ＋4×16Δ=320Δ，321Δ>320Δ，则B6=1； B7：权Ur6=256Δ＋6×16Δ=352Δ，321Δ<352Δ，则B7=0； B8：权Ur7=256Δ＋5×16Δ=336Δ，321Δ<336Δ，则B8=0 因此，B1B2B3B4B5B6B7B8=11010100，说明样值信号的幅度落在第6段的第5个量化级内，即：320Δ Ur4则B5=1Ur5为：U 起i＋12△i若Us>Ur5则B6=1Ur6为：U 起i＋14△i若Us>Ur6则B7=1Ur7为：U起i＋15△i若Us>Ur7则B8=1若UsUr7则B8=1若UsUr6则B7=1Ur7为：U起i＋11△i若Us>Ur7则B8=1若UsUr7则B8=1若UsUr5则B6=1Ur6为：U 起i＋6△i若Us>Ur6则B7=1Ur7为：U 起i＋7△i若Us>Ur7则B8=1若UsUr7则B8=1若UsUr6则B7=1Ur7为：U 起i＋3△i若Us>Ur7则B8=1若UsUr7则B8=1若Us

PCM信号再生中继器原理框图如图3-11所示再生中继器由三部分组成：均衡放大、定时电路和识别再生 1．均衡放大 对接收到的已失真的PCM信号进行整形和放大，在一定程度上补偿了幅度和相位失真目前有两种方式：固定均衡放大和自适应均衡放大前者结构比较简单，但性能欠佳；后者性能较好，得到越来越广泛的应用图3-11 再生中继器原理框图 2．定时电路 定时电路从均衡输出中提取一个周期脉冲序列，以便在均衡放大的输出信噪比在最大时刻对已均衡的信号进行取样判决定时电路决定了再生PCM信号的前沿时刻，也就是起了位同步的作用，所以有时又称之为同步提取电路不难想象，当均衡器输出失真较大时，提取出来的定时信号会发生“抖动”，这样会导致定时不准，在再生PCM信号中引起失真另外，当PCM信号中有“长连0”现象时也会导致定时抖动（这与提取定时信号的方法有关）所以，应设法避免在PCM信号中出现“长连0”现象 3．识别（判决）再生 有一个门限参考电平，在取样时刻，当均衡器输出信号幅度大于门限电平时就判为“1”，于是产生一个新的不失真的脉冲送入信道。

当均衡波形幅度小于门限电平时，就判为“0”，不产生输出脉冲由此看来，对于一般的失真和噪声干扰在再生中继器中都能被消除，除了有一定的延时以外，再生出来的PCM信号波形与原发的完全一样3.5.2 解码原理 解码是根据A律13折线压扩特性，将输入的并行PCM码进行数/模变换，还原为PAM样值信号，简称D/A变换器所用的解码器一般采用电阻解码网络来实现，目前多采用权电流线性电阻网解码，其解码框图如图3-12所示它由记忆电路、7/12码变换电路、极性控制、寄存器读出电路、恒流源及线性电阻网组成图3-12 恒流源电阻网络解码原理框图 1．记忆电路 它的作用是将次序输入的串行PCM码变成同时输出的并行码，一起送入极性控制和7/12码元变换电路中，所以它是一个串/并变换电路 2．7/12码变换电路 它的作用是将7位非线性码变成12位的线性码，一般按压扩特性应变为11位码，但由于在解码器中使用的是恒流源电阻网解码，所以会比编码器多一个“权电流”，外加了半个量化级，从而形成12位线性码，改善了信噪比 3．极性控制 作用是检出极性码元，以使恢复出来的PAM信号能具有原来的极性。

 4．寄存器读出电路 作用是将7/12码元变换电路得到的12位串行线性码变成并行码，所以它是一个串/并转换电路得到的并行12位线性码代表一个量化样值幅度，用它去控制相应的恒流源及电阻网络的开关，就会产生对应的解码输出，得到的是PAM的量化样值 5．恒流源及线性电阻网 由恒流源、码元控制开关、线性电阻网组成12位码元分别控制相应的码元控制开关，当某些位码元为1时，开关闭合，对应的恒定电流源就会流经电阻网络，最后得到的输出的电压值就是所要恢复的信号量化样值 【例3-2】若输入某一样值信号的PCM码B1B2B3B4B5B6B7B8=01110111求对应的脉冲样值 解：由于B1=0，所以恢复的极性为负因为B2B3B4=111，所以样值落在第8段，起始电平为1024Δ，如表3-1所示又由于B5B6B7B8= 0111，则有64Δ×7=448Δ由于解码得到的是12位线性码，所以还需加上半个量化级(1/2Δ8 =32Δ)，所以448Δ＋32Δ=480Δ根据8位非线性码与12位线性码的对应关系，可得01110111对应的12位线性码为：b1b2b3b4b5b6b7b8b9b10b11b12=1，根据2/10进制变换，得到样值脉冲为1504Δ。

3.6 PCM复用与数字复接技术3.6.1 时分复用(TDM) 时分复用(TDM)是以时间作为分割信号的依据，利用各信号样值之间的时间空隙，使各路信号相互穿插而不重叠，从而达到在一个信道中同时传输多路信号的目的 时分复用在PAM和PCM的条件下都可以实现，图3-15给出了对两个PAM信号进行时分复用的原理图 所谓PCM复用就是直接将多路信号进行PCM编码，再实现多路复用，即将多路模拟信号按帧周期分别进行抽样，然后合在一起统一进行编码形成多路数字信号的过程 图3-15 基带信号时分复用原理 与FDM方式相比较，TDM方式主要有以下两个突出优点： (1) 多路信号的复用都是采用数字处理的方式实现的，通用性和一致性好，比FDM的模拟滤波器电路简单、可靠 (2) 信道的非线性会在FDM系统中产生交调失真和高次谐波，引起路间串话，因此要求信道的线性特性要好，而TDM系统对信道的非线性失真要求降低3.6.2 30／32路PCM基群帧结构 在话音信号的PCM通信系统中，国际上有两种PCM复用系列：一种是一次群为PCM30/32路系统（我国与欧洲采用这种方式），二次群是PCM120路系统；另一种是一次群为PCM24路系统（美国与日本采用这种方式），其二次群也是PCM120路系统。

PCM30/32路制式基群帧结构如图3-16所示，共由32路组成，其中30路用来传输用户话音，2路用作勤务每路话音信号抽样速率＝8000Hz，即对应的每帧时间间隔为125μs一帧共有32个时间间隔，称为32个时隙各个时隙从0到31顺序编号，分别记作TS0，TS1，TS2，……TS31 1．30个话路时隙：TSl～TSl5和TSl7～TS31 这30个话路时隙用来传送30路 信号（CH1～CH15和CH16～CH30）的8位二进制编码码组 2． 帧同步码、监视码时隙：TS0 偶数帧TS0发送帧同步码10011011，即2～8位固定发送帧同步码组 奇数帧TS0第2位码固定发送1，作为监视码，监测出现假同步码组；第3位码为失步告警用，以A1表示；第4～8位码为国内通信用，暂时定为1 TS0的第1位码供国际通信时用，不用时发1 接收端在识别出帧同步码组后，即可建立正确的路序 3．信令与复帧同步时隙：TSl6 专用于传送话路信令当采用共路信令传送方式时，又将16个帧构成一个更大的帧，称为复帧。

复帧的重复频率为500Hz，周期为2ms，复帧中各帧顺次编号为F0，F1，…… F15 信令码占用时隙TSl6，它也是由8位二进制码组成复帧中F1～F15的TS16前4位码用来依次传送1～15话路的信令码，后4位则依次传送16～30话路的信令码F0的TS16前4位发复帧同步码“0000”，第6位A2为复帧失步告警码，其余位码备用，可暂发“1”图3-16 PCM30/32路制式基群帧结构  一次群PCM30/32路系统的信息传输速率为 (Mb/s) 每比特时间宽度为 (μs) 每路时隙时间宽度为 (μs)3.6.3 数字复接技术 扩大数字通信容量主要有两种方法。

一种方法是采用PCM30/32系统(又称基群或一次群)复用，这种将多路信息信号直接编码复用的方法就是PCM复用另一种方法是将几个经PCM复用后的数字信号(例如4个PCM30/32基群系统)再进行时分复用，称为数字复用，由于数字复用是采用数字复接的方法来实现的，又称数字复接技术也就是说，数字复接是将两个或两个以上的支路数字信号按时分复用的方法汇接成一个单一的复合数字信号的过程能完成数字复接功能的设备称为数字复接器在接收端，需要将复合数字信号分离成各支路信号，该过程称为数字分接能完成数字分接功能的设备成为数字分接器 1.数字复接 数字复接实质上就是对数字信号的时分多路复用对于数字复接设备，处理前和处理后的信号都是数字的，数字复接系统组成原理如图3-17所示数字复接系统由数字复接器和数字分接器组成，数字复接器的功能是把若干个支路的低次群数字信号按时分复用的方式合并为一个高次群数字信号，它是由定时、码速调整和复接单元等组成数字分接器的功能是把已合路的高次群数字信号分解成原来低次群数字信号，它是由同步、定时、分接和码速恢复等单元组成 图3-17 数字复接系统组成原理 在数字复接器中，码速调整单元就是完成对输入各支路信号的速率和相位进行必要的调整，形成与本机定时信号完全同步的数字信号，使输入到复接单元的各支路信号是同步的。

定时单元受内部时钟或外部时钟控制，产生复接需要的各种定时控制信号调整单元及复接单元受定时单元控制在分接器中，合路数字信号和相应的时钟同时送给分接器分接器的定时单元受合路时钟控制，因此它的工作节拍与复接器定时单元同步同步单元从合路信号中提出帧同步信号，用它再去控制分接器定时单元恢复单元把分解出的数字信号恢复出来 2.数字复接的分类 按参与复接的各支路信号每次交织插入的码字结构情况，数字复接的方式可分为：按位复接、按字复接和按帧复接 （1）按位复接（又称比特单位复接） 这种方式每次复接一位码元例如：复接四个基群信号，第一次取第一基群的第一位码，然后取第二基群的第一位码，再取第三基群、第四基群的第一位码；接下去取第一基群的第二位码，第二基群的第二位码，依次循环，复接后的每位码元宽度只是原来的四分之一按位复接设备简单，只需容量很小的缓存器，较易实现，是目前应用得最多的复接方式 （2）按字复接 按字复接就是每次复接取一个支路的8位码，各个支路轮流被复接在某一个支路复接期间，必须把在其它三个支路的8位码储存起来，因此这种方式需要容量较大的缓冲存储器。

但它保持了单路码字的完整性，有利于多路合成处理，将会有更多的应用 （3）按帧复接 这种方式是对各个复接支路每次复接一帧该方式不破坏原支路的帧结构，有利于交换，但要求有大容量的存储器，设备较复杂但随着微电子技术的发展，其应用将越来越广泛 按复接器输入端各支路信号与本机定时信号的关系，数字复接分为两大类，即同步复接和异步复接 如果各输入支路数字信号相对于本机定时信号是同步的，那么基本无需任何调整或只需简单相位调整就可以实施复接，这种复接称为同步复接如果复接器各输入支路数字信号相对于本机定时信号是异步的，需要对各支路进行频率和相位的调整，使之成为同步的数字信号，然后再实施同步复接，这种复接称为异步复接同源信号的复接就是同步复接；异源信号的复接就是异步复接这里所说的同源信号是指各个信号是由同一个主时钟产生；异源信号是指各个信号由不同的时钟源产生异源信号中如果各个支路信号的速率与本机标称速率相同，而速率的任何变化都限制在规定的范围内，则称这种复接为准同步复接（PDH），绝大多数异步复接都属于准同步复接3．同步复接与异步复接 （1）同步复接 将几个支路的数字流合起来成为一个数字流称为复接，而将一个总数字流分离成几个数字信号流叫分接。

如果各复接支路的时钟都是由一个时钟源供给的，这种复接就叫同步复接 同步复接中各支路时钟频率是相等的但被复接的支路信号并非来自同一地方，各支路信号到达复接设备时，其相位不能保持一致为了能按要求的时间排列各支路信号，在复接之前设置缓冲存储器，以便调整各支路信号的相位，另外，为了接收端能正常接收各支路信号以及分接的需要，各支路在复接时还应插入一定数量的帧同步码、告警码和业务码 PCM二次群同步复接的框图如图3-18所示，总时钟产生频率为8448 kbit/s的时钟信号由方框图可以看出，同步复接器主要由四个部分组成： ①定时时钟部分：它产生收、发端所需要的时钟及其它定时脉冲，使设备按一定时序工作 ②码速调整和恢复部分：收、发两端各由四个缓存器完成码速调整功能，在发端把2.048Mbit/s的基群信码调整为2.112Mbit/s的信码，在收端把2.112Mbit/s的信码恢复成2.048Mbit/s的基群信码 ③帧同步部分：它的作用是保证收、发两端保持帧同步，使分接端能正确分接 ④业务码产生、插入和检出部分：用于业务联络和监测，以保证发端插入调整码，接收端消插的正常进行。

图3-18 二次群同步复接器、分接器方框图 复接定时时钟和接收定时产生的各种定时脉冲，包括：四个基群用的时钟、缓冲存储的写入和读出脉冲、复接和分接脉冲、产生检出插入码用的段脉冲等 每个复接支路的速码率都是2.048 Mbit/s，四个支路复接后并插入适当数量的帧同步码及业务码等使之复接为8.448Mbit/s的二次群这时相当于每支路的速码率是2.112 Mbit/s，这样就需要将2.048 Mbit/s的速码率变换为2.112 Mbit/s之后才能进行复接，这个码速变换的任务就是由缓冲存储器来完成 发送端的缓冲存储器用2.048 Mbit/s写入脉冲将基群信码输入，而用2.112 Mbit/s的读出脉冲将它输出，从而实现2.048～2.112 Mbit/s的变换，并由复接脉冲将输出码的占空比变为四分之一，便于四个信号的复接在接收端，用2.112 Mbit/s的写入脉冲将已分接的信号输入缓冲存储器，用2.048 Mbit/s读出脉冲输出，这时已经把插入码全部去掉，并把四分之一占空比的码变成单极性的非归零码 （2）异步复接 四个支路（PCM一次群）进行复接时，由于四个支路各自有自己的时钟，虽然它们的标称速码率都是2.048 Mbit/s，但他们的瞬时速码率为2.048 Mbit/s±100bit/s。

对这样异源基群信号进行复接叫异步复接同步复接的复用效率高，插入的备用码都配有用途，而且复接中几乎不存在相位抖动等复接损伤，但是同步复接需要采用网同步技术，短期内建立网同步并非轻而易举；而异步复接允许参与复接的各支路具有标称速率相同、速率的变化限制在规定范围内的独立时钟信号，因此在远程传输数字通信网中，特别是在高次群复接中，异步复接得到广泛应用 异步复接原理框图如图3-19所示在发送端，首先必须分别对各输入支路的异步数字流进行码速调整，变成相互同步的数字流，然后进行同步复接；在接收端，首先进行同步分离，然后把各同步数字流分别进行码速恢复，复原为异步数字流，异步复接与同步复接的区别在于，前者需要码速调整；后者只需相位调整图3-19 异步复接原理框图 在异步复接中，关键就是码速调整，经码速调整后的异步复接就变为同步复接了而将非同步信码变为同步码流的简单有效方法是正码速调整技术（也叫脉冲插入法）这种方法就是人为地在各个待复接的支路信号中插入一些脉冲，譬如在瞬时速码率低的支路信号中多插入一些脉冲；在瞬时速码率高的支路信号中少插入或不插入脉冲，从而使这些支路信号在分别插入适当的脉冲之后，变为瞬时速码率完全一致的信号。

码速调整除正码速调整外，还有正/负码速调整、正/0/负码速调整，其中正码速调整由于它的原理和设备简单，技术比较完善，应用最为广泛 4.码速调整 （1）正码速调整 所谓正码速调整就是将被复接的低次群的速码率都调高，使其同步到某一规定的较高的码速上 在正码速调整条件下，由复接设备产生的分配给各支路的同步时钟速率必然高于各支路输入的时钟速率，即码速调整单元缓冲存储器的读出时钟 fm 高于写入时钟fl假定起初缓存器处于半满状态，由于fm＞ fl ，随着时间的推移，存储量势必越来越少，若不采取措施，终将导致“取空”而读出虚假信号如果设置一个门限，一旦缓存器的存储量减小到门限值，调整单元内设置的相位比较器就发出一个调整指令，将扣除一个脉冲，于是缓存器在该位置被禁读一位（相当于在信码流的对应的时隙插入一个调整脉冲）这样，缓存器容量就得到了补充经过一段时间又重复此过程，缓存器的存储量就不会出现取空现象，从而保证了信息的无误传输 但这种完全为了调整码速而人为插入的调整脉冲，在接收端必须予以消除为此，必须再插入标识信号，这样就知道此时收到的并不是信号而是调整脉冲，应将其去掉。

以上讨论的把信息码和标志信号分别在两条信道上传送，仅是为了便于理解实际上，无论什么信号，如帧定位信号、调整脉冲、插入标志信号、和信息码等，都是根据规定的帧结构安排在固定位置上，按时间顺序以复接时钟速率在一条信道上传输的 （2）负码速调整 负码速调整与正码速调整的基本原理是一样的，不同点仅为同步复接时钟取值不同由于同步复接时钟的标称值小于支路时钟的标称值，这时写入速率大于读出速率，如果不采取措施，缓冲器中存储的信息将越来越多，最后导致发生“溢出”现象，从而丢失信息为保证正常传输，就必须提供额外的通道把多余的信息送到接收端，也即要在适当的时候多读一位，这与正码速调整刚好相反，故称为负码速调整 3.6.4 二次群帧结构 根据ITU-T的建议，数字复接帧结构分为两大类：同步复接帧结构和异步复接帧结构我国采用正码速调整的异步复接帧结构 PCM二次群是由四个PCM一次群复接而成，PCM三次群由四个PCM二次群复接而成，PCM四次群由四个PCM三次群复接而成 下面以二次群复接为例分析其工作原理根据ITU-T G.742建议，二次群由4个一次群合成，一次群码率为2.048Mb／s，二次群码率为8.448Mb／s。

二次群每个帧共有848个比特，分成四组，每组212比特，称为子帧，子帧码率为2.112Mb／s也就是说，通过正码速调整，使输入码率为2.048Mb／s的一次群码率调整为2.112Mb／s然后将四个支路合并为二次群，码率为8.448Mb／s采用正码速调整的二次群复接子帧结构如图3-20所示图3-20 二次群复接子帧结构 每帧中的内容有： 帧码（帧定位信号）：它是正确分接的标志； 勤务信号：用于告警、码速调整控制等； 信息位：包括复接支路中的全部内容（信码、同步码和信令码等） 图示的复接帧结构，是由经过码速调整后的瞬时速码率相同的四个支路信号按比特复接得到的由子帧结构可以看出，一个子帧有212个比特，分为四组，每组53个比特第一组中的前3个比特Fi1、Fi2、Fi3用于帧同步和管理控制，然后是50比特信息第二、三、四组中的第一个比特Ci1、Ci2、Ci3为码速调整标志比特第四组的第2比特(本子帧第161比特) Vi为码速调整插入比特，其作用是调整基群码速，使其瞬时码率保持一致并和复接器主时钟相适应 由帧结构也可以看出，码速调整过程中的相位比较是在帧结构的第1组末进行判决的。

若判决结果需要调整，则在其后各组中的C比特置1，V空闲；若判决结果不需调整，则C比特置0，相应地V仍传信码显然，利用固定时隙位置作为码速调整控制比特和码速调整比特，可以简化复接设备3.6.5 SDH复接简介 1．SDH的概念 同步数字系列(Synchronous-digital Hierarchy—SDH)的构想起始于20世纪80年代中期，由同步光纤网(Synchronous Optical Network—SONET也称同步光网路)演变而成它不仅适用于光纤传输，亦适用于微波及卫星等其他传输手段，并且使原有人工配线的数字交叉连接(DXC)手段可有效地按动态需求方式改变传输网拓扑，充分发挥网络构成的灵活性与安全性，而且在网路管理功能方面大大增强因此，SDH将成为宽带综合业务数字网B-ISDN的重要支撑，形成一种较为理想的新一代传送网(Transport Network)体制 SDH是由SDH网络单元（包括终端复用器TM、分插复用器ADM、再生中继器REG和SDH数字交叉连接设备SDXC等）组成，在信道上进行同步信息传输、复用和交叉连接的系统SDH的系统结构框图如图3-21所示。

（1）终端复用器（TM） 其功能是将低速支路信号和155 Mbit/s电信号纳入STM-N帧，并转换为STM-N光信号，或完成相反的变换 （2）SDH数字交叉连接设备（SDXC） SDXC是能在接口端口间提供可控的VC(虚容器)的透明连接和再连接的设备，其端口速率既可以是SDH速率，也可以是PDH速率此外，它还具有一定的控制、管理功能 （3）分插复用器（ADM） 其功能是可以方便地将支路信号从主信码流中提取出来或将其它支路信号插入此主信码流中，从而方便地实现网络中信码流的分配、交换与组合图3-21 SDH系统结构框图 2．SDH的特点 SDH由一些基本网路单元组成，在光纤、微波、卫星等多种介质上进行同步信息传输、复接和交叉连接，因而具有一系列优越性 （1）使北美、日本、欧洲三个地区性PDH数字传输系列在STM-1等级上获得了统一，真正实现了数字传输体制方面的全球统一标准 （2）采用模块化结构，大大方便网络的组建 （3）采用字节复用，适应交换技术的发展。

（4）简化了复接、分接过程，需要时可以从高速多路信号中直接取出或插入低速支路信号，极大提高了通信网的灵活性和对各种通信业务的适应性 （5）SDH帧结构中安排了充足的提供维护管理比特（约占信号的5％），使网络的维护管理能力大大加强，诸如故障检测、区段定位、端到端性能检测、单端维护多种功能 （6）采用交叉连接技术，可使电路整体进行转换和交换，增强通信网路由动态调动的能力 （7）将标准光接口综合进各种不同的网络单元，传输和复用不必分开，简化了硬件，同时光接口成为开放性接口，可以在光路上实现横向兼容不同厂家产品在光路上可以互通 （8）SDH不仅与现有的PDH网完全兼容，还可容纳PDH各种速率，以及各种新的业务信号例如局域网中的光纤分布式数据接口（FDDI）信号，以及宽带ISDN中的异步转移模式（ATM）信号等 综上所述，SDH采用同步复用、标准光接口和强大的网络管理能力等特点，在20世纪90年代中后期得到了广泛应用，将逐步取代PDH设备小 结 1．模拟信号的数字化过程经过抽样、量化、编码三个步骤，这也是脉冲编码调制（PCM）的过程。

2．低通信号的抽样定理：设有一个频带限制在(0 ～ fH )内的连续模拟信号m(t)，若对它以大于或等于每秒2f H次的速率进行抽样，即对应的抽样速率为f S ≥2 f H，则抽样序列包含原信号的全部信息 3．量化分均匀量化和非均匀量化两种均匀量化也称为线性量化，它将PAM的取值范围均匀分成N等份（N=2n）非均匀量化将小信号量化级分得较小，大信号量化级分得较大，即量化级是非均匀的，用较少的编码位数获得较大的信噪比13折线A律压扩特性是一种数字非均匀量化方法 4． PCM用8bit数字码来表示一个样值，其中B1为极性码，B2B3B4为段落码，B5B6B7B8为段内码，由B1来表示样值的极性（“1”为正极性，“0”为负极性），用B2B3B4来表示样值的幅度属于8个段落中的那一段，而B5B6B7B8却是用来表示样值属于该段落中的哪一个量化级 5．通过13折线A律方法讲解了PCM信号的编、解码过程 6．利用时分复用原理对多路信号直接进行PCM编码复用的方法，称为PCM复用。