了解LLC在谐振应用中的结构谐振式LLC拓朴，串联谐振式变换器（SRC）中的成员开始广泛地应用于消费 类电子产品中，如LCD TV及PDP电视在这些应用中，需要高的安全性，可 靠性及低的EMI，防止产品在移动及工作中失效为面对这些挑战，ONSEMI 给出了新款的控制器NCP1395（低压驱动）和NCP1396（高压驱动），致力于推动 LLC型谐振电源当然，在此设计之前，要先了解谐振式电路结构及应用注意LLC变换器LLC变换器采用两个串联电感和一个串联电容，图1示出谐振电路的简化 电路Ls是串联电感，Cs是串联电容，Lm是励磁电感图1采用半桥电路驱动的LLC谐振电路简化的工作原理是：用两个50%占空比的脉冲去驱动QA和QB，以高压方 波加到结点HB，用调节开关频率的方法控制功率流到输出侧，用变压器隔离初 次级，励磁电感扮演二次侧电感Lm的角色，串入的电感Ls也可以是一个独立 元件，或者与变压器磁集成在此情况下，令初次级的耦合退化，自然地增加漏 感，以形成谐振元件，这里PROS和CONS包括了漏感元件在变压器中，成 本及体积都降下，但是要保持精确的感量及谐振会增加难度在研究谐振变换器时，传统上要减少无源元件。
按图2安排，高压方波信号 被取代按照基本概念，首先由谐波去近似（FHA）因为我们在操作一个LC滤 波器时，所有谐波可以考虑被拒绝，仅有基波通过当然这个状态保持时间由控 制器驱动在谐振频率处图2提供一个简化的谐振槽路，实际点处的串联阻抗（Ls 和Cs）还要与对应负载并联图2 LLC谐振电路的实际阻抗网络谐振频率在两个不同的频率之间变化，取决于负载大小1，Rl=0，短路，Lm消失，Zseries为短路，串联谐振点为：(1)在Fsw = Fs处，Zseries变为短路，AC传输功能降到1 (或0db)2, Rl= 8,轻载或空载条件下，Lm以与Ls串联形式出现，整个网络谐振 在Fmin处2)3, 0VRlV8,谐振在Lm和Ls的合成处，其移动取决于整个的质量系数 曰一个实际的由传输函数图2导出的图，给出随负载的变化曲线图3是如果我们研究从半桥结点处看进去的阻抗， 联的表达式，在结点3到GND之间的阻抗为：C = % 一气一七住(4)有(3)式给出的电感电容组合串在低频处，由于电感少于Cs的阻抗，Cs为主体，阻抗为容性随着频率的 升高，电感部分开始急速增加，其阻抗成为主体，这就是图4示出的状况。
所有 曲线都通过A点，它的值取决于负载阻抗，出于友善的缘故，解方程(4)，采用 两个不同的Rac值，会发现在输入阻抗相等处的频率，有：) 2(5)、LnCs - 2LSCS如果我们代入此值到(4)式，在A点处的阻抗为:(6)如果我们决定出比值R=Lm/Ls，就可以安排(6)式为:此处Zo表示串联谐振网络的特性阻抗，用数值标出在图中，得到43.8KHz 阻抗为 38.3db82.6图3图2电路在不同负载下的谐振曲线如果我们现在监视一个LLC变换器工作在上述串联谐振频率Fs处的谐振电 流波形，会有不同类型的工作1，容性模式在此模式下，电流超前电压，桥路的MOSFET工作在零电流 开关(ZCS)，即功率MOSFET在ZCS下关断回到图3,我们可以看到输出水平 随频率增加而加大2感性模式在此模式下，电流滞后于电压，功率开关在零电压之下开启， (ZVS-ON)实际上消除了所有电容的损耗，这种工作方式表示合适的延迟出现 在MOSFET工作之前，都在它的体二极管首先导通，监视图3，输出水平随频率升高而下降图4各种功率水平下的阻抗图LLC变换器多数工作在电感区域，这是第二个撞针的理由还有，给出反 馈极性，如果弄错，闭环使LLC进入谐振区的左边，控制规律正相反，功率会 失去先前出现过的控制。
于是，极其重要的就是箝住故障时出现的或起动时出现 的最低频率也要防止在其它斜率特性下失效图5各种负载条件下的典型传输曲线此电感区域能叉入两个其它区域，取决于工作时串联谐振的频率Fs它由(1) 式定义，图5表示出经典的曲线设置，这在各处常可找到区域3是电容模式此处，你不要想工作，因为ZCS是想要的电源开关的 特色在区域1和2,你还可以有ZVS-ON和输出二极管的ZCS，消除所有的关 断损耗在讨论实际解决方案之前，让我们看一下在各种工作区域的LLC变换 器的工作在串联谐振频率FswVFs之下的工作波形.对于此例我们选择设置元件时令其工作在由(1)式定出的串联谐振之下下面的参数为：Le=7Wr]I u= 116 UH G = N =&FniaL Fe & rLfiCg 6.28 x 牛 一 =朋点 kH2「mm 一 = - 一 - KLll4- Lm)Cs &卯 m 1 &ii + x 28nFsw = 70KHz，满载正常输入电压变换器的输出为24V10A的功率，输入为380VDC仿真的性能也给出上述 数值，图6示出仿真的主要波形，让我们一步一步地研究LLC在此区域的开关 工作状态图6变换器工作在谐振频率之下的各个波形1. QA关断，QB导通，D2导通。
低边MOS- QB将0V的电位放于半桥结点上电流路径从它的漏极到源极（第一区域），上边的寄生电容Cossa完全充满电荷达到输入电压Vbulk,由于HB 结点因QB导通为地电平，二次侧二极管D2导通，将电压一NVout加到励磁电 感Lm上它的电流线性减小，斜率为-Nvout / Lin，由于此电感为动态的折返电 压，它参与到Ls与Cs之间的谐振，并传递出能量电流流入变压器初级侧（理 论上变压器以Lm代表）为主要电流IL减去磁化电流Imag，D1关断并承受两倍 输出电压与变压器耦合电路谐振到频率Fs，直到Lm短路图7描述此时段的 仿真图8 QA-off,QB-on,D2关断的仿真图7 QA-off,QB-on,D2导通的仿真2. QA关断，QB导通，D2关断它的幅度峰值开始下斜到0当它达到由于网络电流IL以正弦方式谐振磁化电流的水平时，就没有电流回路经过变压器D2关断且电压（由Lm折返的） 消失励磁电感返回到与Ls和Cs串联状态，并改变谐振频率从Fs到FminLLC 变换器实际上是一个多谐状态并且是平稳的实际上只有很小的低幅正弦波的拱 形在电流中，出现图6中测出的形状，两支二极管阻断，此状态一直到QB导 通。
图8表示出此时的电路，正如我们所见，输出电容在供给负载能量3. QA关断，QB关断，二次侧两只二极管关断两只MOSFET关断，此为死区时间阶段图6中的DT）死区放在此处系 为了防止两只MOSFET交叉导通，但是还要帮助更好地实现零电压开关因为 电流对QB是从漏到源，在此阶段，电路时段不长，见到一个电阻路径，电流会 努力找到通过QA和QB的寄生在源漏电容Coss的路径CossB开始充电，使 VHB升起到高压CossA则放电，其电压降到0，然后极性反转图9）在此瞬间 HB结点达到Vbulk + VfQA体二极管导通，以确保能量重新通过输入源你 了解了该死区时段必须有一段足够长，以确保CossA在下个周期到来之前放电 所以它的体二极管先导通，否则，就在下个周期成为硬开关，降低效率作为电流振荡，一个时段要达到，令IL和Imag不得长时间相同电流再次 循环在初级侧，D1开始导通，NVout出现在Lm上，谐振频率从Fs返回到Fmin 图10描述了此瞬间的状态4. QA导通，QB关断，D1导通现在QA体二极管导通，我们有一个不可忽略的电压加在QA的漏极和源极， 因此我们可以安全地运行它，在零电压之下令其导通。
由于我们有一个正弦波的 网络，谐振电流到零并反转随着D1导通，Lm仍处在短路状态，能量从输入 送到输出负载此为图11XThe VdK宁 B RisingThe Vd^igea; FriingFfeadKS |Vjn 4 V j wtien ，IBody-Diodf Ccridj^s图9 QA-off, QB-off,D1导通的仿真 图10 QA-off,QB-off,D1导通的继续5. QA导通，QB关断，D1关断电流IL下移降到磁化电流水平可从图6再次看到在这一点，没有电流循 环在变压器，D1自然地关断，为ZCS关断如同以前展示的，磁化电感在电路 中重新出现此系由输出电压折返所为谐振频率从Fmin变到Fs送到负载的 能量由输出电容储能供给图12示出此阶段的电路状态图11电流从源经过高边MOS到输出 图12次级两只二极管关断的仿真6. QA关断，QB关断，二次侧两二极管关断在此时，两功率MOSFET关断仅在其Coss电容中保持电流，电流保持循 环，为相同方向但是CossA开始充电，结点电压开始下降°CossB在放电到GND QB漏极电压降下，象是两支Coss在并联中等效电感为Ls + Lm。
图13表示 出此阶段的状态桥路电压进一步降下，并且变成负压，直到QB的体二极管导通这就是图 14表示的在此阶段结束时，IL=Imag，D2开始导通，送回-NVout电压到达整 个初级电感上能量从Cs和Ls中来，成为负载供应源此时没有运行规律控 制器现在令QB在ZVS下导通，并在第三象限导通一段时间直到电流降到0，并 涌向负向，回到我们开始描述的起始处图13电流仍旧从源极流出Coss放电 图14 HB结点电压涌下到达GND• 零电压开关图15放大了这些ZVS状态，展示出运行变化的信号在其栅源偏压出现前， MOS的电流开始变负，这就是体二极管导通阶段然后MOS在Vf电压(ZVS) 下导通，但电流仍为反向如我们在第三象限所见最后，电流变正向，并从漏 流向源，返回第一象限实测波形如图16选择控制器时，其死区时间要能调节，因为这对保证ZVS是非常重要的，也 是令体二极管导通时间减到最小所必备的图15 MOSFET的工作仿真波形• 零电流开关对于ZCS我们假设自然关断出现在半导体元件中电流为0时工作在LLC 变换器中的Fs频率以下时，如同此例中情况两个二次侧二极管工作在ZCS状 态，电流在导通的二极管中(D1和D2)自然地达到0。
此时磁化电流Imag刚好等 于谐振电流IL此即图6所表示，监视二极管电流在此时给出如图17所示• 起动顺序和短路保护.在起动或短路期间，励磁电感也短路谐振频率变成Fs为此我们设计的LLC变换器工作在了比Fs更低的频率下其工作故障模式使控制器会自然地拉 下频率Fs换句话说，如果LLC变换器快速起动，整个过程没有软起动，控制 器将迅速从高频值扫过滑下到故障时的最小允许值网络中电流冲向最高峰值， 从而瞬间即破坏功率MOSFET图18a示出一个示波器给出的LLC电路20mS 短的起动阶段，峰值电流到6A，增加软起动时段到几百亳秒时可以帮助锯齿状 峰值电流保持在4A以下短路保护对给出的谐振电路是更难实现的一些解决方案象微分式（差分式） 电压加到电容Cs上最终的电压会快速锁住输入图19示出这个解决方案此 处元件值必须调节好以防止正常工作中虚假的触发图16 图15的仿真的实际测试波形图17二次侧二极管的ZCS的工作波形仿真图18 LLC变换器快速起动造成的高峰值的起动电流图19谐振电容在不同条件下承受的电压图20保持谐振电容上的电压在安全范围参考资料（1）给出一个经验解决方案将谐振电容分成两个值Cs/公用两 个高压二极管箝住B。