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1、1,直流拖动控制系统,电力拖动自动控制系统,第 1 篇,2,本章提要,1.1 直流调速系统用的可控直流电源 1.2 晶闸管-电动机系统（V-M系统）的主要问题 1.3 直流脉宽调速系统的主要问题 1.4 反馈控制闭环直流调速系统的稳态分析和设计 1.5 反馈控制闭环直流调速系统的动态分析和设计 1.6 比例积分控制规律和无静差调速系统,3,本节要点,1.晶闸管电动机系统中触发脉冲、电流脉动及其波形的连续与断续、解决电流脉动的方法。 2.晶闸管-电动机系统的机械特性问题，及数学模型。 难点： 晶闸管电动机系统的数学模型,4,1.2 晶闸管-电动机系统（V-M系统）的主要问题,（1）触发脉冲相位控
2、制 （2）电流脉动及其波形的连续与断续 （3）抑制电流脉动的措施 （4）晶闸管-电动机系统的机械特性 （5）晶闸管触发和整流装置的放大系数和传递函数,5,静止式可控整流器,图1-3 晶闸管可控整流器供电的直流调速系统（V-M系统）,6,1.2.1* 触发脉冲相位控制,在如图可控整流电路中，调节触发装置 GT 输出脉冲的相位，即可很方便地改变可控整流器 VT 输出瞬时电压 ud 的波形，以及输出平均电压 Ud 的数值。,7,等效电路分析,图1-7 V-M系统主电路的等效电路图,如果把整流装置内阻移到装置外边，看成是其负载电路电阻的一部分，那么，整流电压便可以用其理想空载瞬时值 ud0 和平均值
3、Ud0 来表示，相当于用图示的等效电路代替实际的整流电路。,8,瞬时电压平衡方程,(1-3),9,对ud0进行积分，即得理想空载整流电压平均值Ud0 。 用触发脉冲的相位角 控制整流电压的平均值Ud0是晶闸管整流器的特点。 Ud0与触发脉冲相位角 的关系因整流电路的形式而异，对于一般的全控整流电路，当电流波形连续时，Ud0 = f () 可用下式表示,10,整流电压的平均值计算,(1-5),11,表1-1 不同整流电路(全控)的整流电压值,*注： U2 是整流变压器二次侧额定相电压的有效值。,12,整流与逆变状态,当 0 0 ，晶闸管装置处于整流状态，电功率从交流侧输送到直流侧； 当 /2 m
4、ax 时， Ud0 0 ，装置处于有源逆变状态，电功率反向传送。 为避免逆变颠覆，应设置最大的移相角限制。相控整流器的电压控制曲线如下图,13,1.2.2* 电流脉动及其波形的连续与断续,由于电流波形的脉动，可能出现电流连续和断续两种情况，这是V-M系统不同于G-M系统的又一个特点。 当V-M系统主电路有足够大的电感量，而且电动机的负载也足够大时，整流电流便具有连续的脉动波形。当电感量较小或负载较轻时，在某一相导通后电流升高的阶段里，电感中的储能较少；等到电流下降而下一相尚未被触发以前，电流已经衰减到零，于是，便造成电流波形断续的情况。,14,V-M系统主电路的输出,图1-9 V-M系统的电流
5、波形,15,1.2.3* 抑制电流脉动的措施,在V-M系统中，脉动电流会产生脉动的转矩，对生产机械不利，同时也增加电机的发热。为了避免或减轻这种影响，须采用抑制电流脉动的措施，主要是： 设置平波电抗器； 增加整流电路相数； 采用多重化技术。,16,（1）平波电抗器的设置与计算,单相桥式全控整流电路 三相半波整流电路 三相桥式整流电路,（1-6）,（1-8）,（1-7）,17,（2）多重化整流电路,并联多重联结的12脉波整流电路,如图电路为由2个三相桥并联而成的12脉波整流电路，使用了平衡电抗器来平衡2组整流器的电流。,18,1.2.4 晶闸管-电动机系统的机械特性,当电流连续时，V-M系统的机
6、械特性方程式为 式中 Ce = KeN 电机在额定磁通下的电动势系数。 式（1-9）等号右边 Ud0 表达式的适用范围如第1.2.1节中所述。,（1-9）,19,（1）电流连续情况,改变控制角，得一族平行直线，这和G-M系统的特性很相似，如图1-10所示。 图中电流较小的部分画成虚线，表明这时电流波形可能断续，公式（1-9）已经不适用了。,20,上述分析说明：只要电流连续，晶闸管可控整流器就可以看成是一个线性的可控电压源。,21,当电流断续时，由于非线性因素，机械特性方程要复杂得多。以三相半波整流电路构成的V-M系统为例，电流断续时机械特性须用下列方程组表示 (1-10) 式中 ； 一个电流脉
7、波的导通角。,（2）电流断续情况,22,（3）电流断续机械特性计算,当阻抗角 值已知时，对于不同的控制角，可用数值解法求出一族电流断续时的机械特性。 对于每一条特性，求解过程都计算到 = 2/3为止，因为 角再大时，电流便连续了。对应于 = 2/3 的曲线是电流断续区与连续区的分界线。,23,图1-11 完整的V-M系统机械特性,（4）V-M系统机械特性,24,（5）V-M系统机械特性的特点,图1-11绘出了完整的V-M系统机械特性，分为电流连续区和电流断续区。由图可见： 当电流连续时，特性还比较硬； 断续段特性则很软，而且呈显著的非线性，理想空载转速翘得很高。,25,1.2.5 晶闸管触发和
8、整流装置的放大系数和传递函数,在进行调速系统的分析和设计时，可以把晶闸管触发和整流装置当作系统中的一个环节来看待。 应用线性控制理论进行直流调速系统分析或设计时，须事先求出这个环节的放大系数和传递函数。,26,实际的触发电路和整流电路都是非线性的，只能在一定的工作范围内近似看成线性环节。 如有可能，最好先用实验方法测出该环节的输入-输出特性，即曲线，图1-13是采用锯齿波触发器移相时的特性。设计时，希望整个调速范围的工作点都落在特性的近似线性范围之中，并有一定的调节余量。,27,晶闸管触发和整流装置的放大系数的计算,(1-11),晶闸管触发和整流装置的放大系数可由工作范围内的特性斜率决定，计算
9、方法是,28,晶闸管触发和整流装置的放大系数估算,如果不可能实测特性，只好根据装置的参数估算。 例如： 设触发电路控制电压的调节范围为 Uc = 010V 相对应的整流电压的变化范围是 Ud = 0220V 可取 Ks = 220/10 = 22,29,晶闸管触发和整流装置的传递函数,在动态过程中，可把晶闸管触发与整流装置看成是一个纯滞后环节，其滞后效应是由晶闸管的失控时间引起的。 众所周知，晶闸管一旦导通后，控制电压的变化在该器件关断以前就不再起作用，直到下一相触发脉冲来到时才能使输出整流电压发生变化，这就造成整流电压滞后于控制电压的状况。,30,（1）晶闸管触发与整流失控时间分析,31,（
10、2）最大失控时间计算,显然，失控时间是随机的，它的大小随发生变化的时刻而改变，最大可能的失控时间就是两个相邻自然换相点之间的时间，与交流电源频率和整流电路形式有关，由下式确定 (1-13),32,（3）Ts 值的选取,相对于整个系统的响应时间来说，Ts 是不大的，在一般情况下，可取其统计平均值 Ts = Tsmax /2，并认为是常数。表1-2列出了不同整流电路的失控时间。,表1-2 各种整流电路的失控时间（f =50Hz）,33,用单位阶跃函数表示滞后，则晶闸管触发与整流装置的输入-输出关系为 按拉氏变换的位移定理，晶闸管装置的传递函数为 （1-14）,（4）传递函数的求取,34,由于式（1
11、-14）中包含指数函数，它使系统成为非最小相位系统，分析和设计都比较麻烦。为了简化，先将该指数函数按台劳级数展开，则式（1-14）变成 （1-15）,35,（5）近似传递函数,考虑到 Ts 很小，可忽略高次项，则传递函数便近似成一阶惯性环节。,（1-16）,36,（6）晶闸管触发与整流装置动态结构,37,1.3 直流脉宽调速系统的主要问题,自从全控型电力电子器件问世以后，就出现了采用脉冲宽度调制（PWM）的高频开关控制方式形成的脉宽调制变换器-直流电动机调速系统，简称直流脉宽调速系统，即直流PWM调速系统。,38,本节提要,（1）PWM变换器的工作状态和波形； （2）直流PWM调速系统的机械特
12、性； （3）PWM控制与变换器的数学模型； （4）电能回馈与泵升电压的限制。,39,本节要点,1. 可逆PWM变换器 2. 调速系统的开环机械特性。 重点、难点: 不可逆和可逆PWM变换器的控制模式、主电路续流分析。,40,1.3.1 PWM变换器的工作状态和电压、 电流波形,PWM变换器的作用是：用PWM调制的方法，把恒定的直流电源电压调制成频率一定、宽度可变的脉冲电压系列，从而可以改变平均输出电压的大小，以调节电机转速。 PWM变换器电路有多种形式，主要分为不可逆与可逆两大类，下面分别阐述其工作原理。,41,1. 不可逆PWM变换器,（1）简单的不可逆PWM变换器 简单的不可逆PWM变换器
13、-直流电动机系统主电路原理图如图1-16所示，功率开关器件可以是任意一种全控型开关器件，这样的电路又称直流降压斩波器。,42, 主电路结构,2,1,43,工作状态与波形,在一个开关周期内， 当0 t ton时，Ug为正，VT导通，电源电压通过VT加到电动机电枢两端； 当ton t T 时， Ug为负，VT关断，电枢失去电源，经VD续流。,44,电机两端得到的平均电压为 (1-17) 式中 = ton / T 为 PWM 波形的占空比，,输出电压方程,改变 （ 0 1 ）即可调节电机的转速，若令 = Ud / Us为PWM电压系数，则在不可逆 PWM 变换器 = (1-18),45,（2）有制动
14、的不可逆PWM变换器电路,在简单的不可逆电路中电流不能反向，因而没有制动能力，只能作单象限运行。需要制动时，必须为反向电流提供通路，如图1-17a所示的双管交替开关电路。当VT1 导通时，流过正向电流 + id ，VT2 导通时，流过 id 。应注意，这个电路还是不可逆的，只能工作在第一、二象限， 因为平均电压 Ud 并没有改变极性。,46,图1-17a 有制动电流通路的不可逆PWM变换器,主电路结构,M,+,-,VD2,Ug2,Ug1,VT2,VT1,VD1,E,4,1,2,3,C,Us,+,VT2,Ug2,VT1,Ug1,-,47,工作状态与波形,一般电动状态 在一般电动状态中，始终为正值
15、（其正方向示于图1-17a中）。设ton为VT1的导通时间，则一个工作周期有两个工作阶段： 在0 t ton期间， Ug1为正，VT1导通， Ug2为负，VT2关断。此时，电源电压Us加到电枢两端，电流 id 沿图中的回路1流通。,48,一般电动状态（续）,在 ton t T 期间， Ug1和Ug2都改变极性，VT1关断，但VT2却不能立即导通，因为id沿回路2经二极管VD2续流，在VD2两端产生的压降给VT2施加反压，使它失去导通的可能。 因此，实际上是由VT1和VD2交替导通，虽然电路中多了一个功率开关器件，但并没有被用上。,49,输出波形： 一般电动状态的电压、电流波形与简单的不可逆电路波形（图1-16b）完全一样。,b）一般电动状态的电压、电流波形,50,工作状态与波形（续）,制动状态 在制动状态中， id为负值，VT2就发挥作用了。这种情况发生在电动运行过程中需要降速的时候。 这时，先减小控制电压，使 Ug1 的正脉冲变窄，负脉冲变宽，从而使平均电枢电压Ud降低。但是，由于机电惯性，转速和反电动势E还来不及变化，因而造成 E Ud 的局面，很快使电流id反向，VD2截止， VT2开始导通。,51,制动状态的一个周期分为两个工作阶段： 在 0 t ton 期间，VT2 关断，id 沿回路 4 经 VD1
