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1、有源功率因数校正电路设计1、 摘要： 由于电力电子装置中的相控整流和不可控二极管整流使输入电流波形发生严重畸变，不但大大降低了系统的功率因数，还引起了严重的谐波污染。介绍了有源功率因数校正电路的工作原理，提出了基于. UC3854芯片的一种有源功率因数校正电路方案。经. PSpice软件仿真证明电路合理可行。关键词：有源功率因数校正；Booost变换器；UC3854；PSpice仿真1、引言 将交流2 2 0 V电网电压经整流再提供直流是实际单 相电源应用中最为广泛的变流方案， 但电力电子装置中的相控整流和不可控二极管整流使输入电流波形发生严重畸变，不但大大降低了系统的功率因数，还引起了严重的
2、谐波污染。另外，硬件电路中电压和电流的急剧变化，使得电力电子器材承受很大的电应力，并给周围的电气设备及电波造成严重的电磁干扰。 有源功率因数校正 技术可将开关电源 等电子负载变换成等效的纯电阻， 从而提高电路功率因 数， 减小低频谐波。在各种单相功率因数校正电路中， 单 相 B o o s t电路因具有效率高、 电路简单、 成本低等优点而 得到广泛应用 。 随着软开关技术 的发展和 AP F C电路 的广泛应 用 ， 针 对 A P F C电路提出了多种软开关方法， 用来降低器件的开 关损耗、 减小电磁干扰、 提高开关频率， 使电力电子装置系 统在响应时间、 频率范围、 噪声和模块体积等方面的
3、性能 都得到很大的提高， 满足其高频化、 数字化、 环保化和模块 化的未来发展要求。现提出了一种基于 U C 3 8 5 4的零电 压控制 A P F C电路的控制方案， 并由仿真结果证明达到了技术要求 。2、功率因数校正原理功率因数( P F ) 是指交流输入有 功功率( P ) 与输入视在功率( S ) 的比值。所以功率因数可以定义为输入电流失真系数与相移因数的乘积。式中： 输入基波电流有效值； 输入电流有效值； 输入电流失真系数。可见功率因数由电流失真系数和基波电压、基波电流相移因数决定，低则表示用电电器设备的无功功率大，设备利用率低，导线、变压器绕组损耗大。同时值低，则表示输入电流谐波
4、分量大，将造成输入电流波形畸变，对电网造成污染，严重时对三相四线制供电，还会造 成 中线 电压偏移，致使用电设备损坏。提 高功率因数的方法 由功率因数 可知， 要提高功率因数 ， 有两 个途径 ： 1 )使输入电压、 输入电流同相位。此时， 所以。2 )使输入电流正弦化。即 ( 谐波为 零) ， 有 从而实现功率因数校正。 功率因数校正技术，从其实现方法上讲，就是使电网输入电流波形完全 跟踪电网输入电压波形，且和电压波形同相位。在理想的情况下，可将整流器的负载等效为一个电阻。此时的PF值为1，所以有时把功率因数校正电路叫做电阻仿真器。利用功率因数校正技术可以使交流输入电流波形完全 跟踪交流输入
5、电压波形， 使输入电流波形呈纯正弦波， 并且 和输入电压同相位 ， 此时整流器的负载可等效为纯电阻。功率因数校正原理框图 A P F C电路的主要思想是： 选择输入电压为参考信号， 使得输入电流跟踪参考信号 ， 实现输入电流的低频分量与 输入电压为一个近似的同频同相正弦波， 以提高功率因数 和抑制谐波。图 l所示为一个 B o o s t 变换器 A P F C电路的 原理图， 其主电路由单相桥式整流器和 D C D C B o o s t 变换 器组成。控制电路由电压误差放大器，参考电压，电流误差放大器CA。乘法器M，PWM调制器和驱动器组成。图1 Boost变换器APFC电路的原理图工作原
6、理： 主电路的输出电压 和参考电压 比较 后， 输入给电压误差放大器 V A， 整流电压检测值和电压误 差放大器 V A的输出电压信号共同加到乘法器 M 的输入 端， 乘法器 M的输出则作为电流反馈控制的基准信号， 与 开关电流的检测值比较后， 经过电流误差放大器 C A加到 P WM调制器及驱动器， 以控制开关管 V T的导通与关断，从而使输入电流( 即电感电流 ) 低频分量的波形与整流电 压的波形基本一致， 使电流谐波大为减少， 提高了电路功 率因数。其中， 输入电流高频分量对系统的影响可通过设 置电流误差放大器 C A的幅频特性来降低， 通过设计， 对 于低频分量， 电流误差放大器 C
7、A的增益较大， 使得输入 电流中的低频分量非常接近作为电流反馈控制的基准信 号； 对于高频分量， 电流误差放大器 C A的增益则很小， 使 得高频分量在电流误差放大器输出端几乎不存在， 从而保 证 P WM调制器为正弦波脉宽调制方式控制。 3、有源功率因数校正电路主电路设计有源功率因数校正（APFC）法，就是在整流器和负载间接一个DCDC变换器，应用电流反馈技术，使输入电流波形跟踪交流输入正弦波形，从而把功率因数提高到0.99或更高。单相交流电源经 E M I 滤波后通过整流桥整流变成直 流电， 经由 组成的 B o o s t 功率因数校正电路， 通过输出滤波电路输出直流电压 的 1 52倍
8、， 本设计的目标为 U = 5 0 0 V 。 2 1 E MI滤波器的设 计 从频率选择的角度看 ， E MI 滤波器属于低通滤波器。 它能毫无衰减地把直流电和工频交流电传输到开关电源， 不但可以大大地衰减从电网引入的外部电磁干扰， 还可以 避免开关 电源设备本身向外部发出噪声， 干扰其他电子设 备的正常工作。本设计中采用的 E MI 滤波器基本结构如 图2所示 ， 它由 和 L组成。其中L表示绕在 同一铁心上的共模电感， 两者匝数相等， 绕 向相同； 为滤波电容，L 的两个绕组形成的电感分别与 构成 共模噪声滤波器， 滤除电源线上的共模噪声。由于电感器 的绕制工艺不可能保证两个电感完全相等
9、， 所以两者之差 就形成了差模电感。差模电感与 构成差模噪声滤波器， 滤除差模噪声。图2 E MI 滤波器的结构 所设计变换器的输入电压为交流市电5 0 Hz ， 2 2 0 V 1 0 ， 即 1 9 8 2 4 2 V， 其峰值为： 2 8 03 4 2 V， 则整流桥所 承受的最大反向电压为 = 3 4 2 V 取5 0 的裕量得： 3 4 2( 1 +5 0 ) =5 1 3 V 因为电源的输入功率随效率变化， 所以应取电源效率 最差时的值。在此， 我们按开关电源的效率最差时取值， 取 = 0 .9； 输出功率为 250 W， 最大输入电流有效值为： 考虑裕量， 取整流桥的额定电流为5
10、 A。 考虑到安全裕度， 选用型号为 D 5 S B A 5的整流桥， 其电压、 电流定额为 6 0 0 V 5 A。 2 3 输入 滤波 电容 的设计 输入滤波电容 C主要起滤波和平滑直流电压输出电 压， 减小其脉动的作用。从能量角度估算电容值， 即输入 滤波电容要能为后续电路提供所需的足够的能量， 以保证 其按要求运行。推算方法如下： 输入整流后续电路每个周期中所需的能量约为： 式中， A为输人交流电压的相数， 单相输入为1 ， 三相输入为3 。 每半个周期输入滤波电容所提供的能量为： 可得输入滤波电容的容量为： 2 4 升压电感的设计 电感器在线路中起着能量的传递、 储存和滤波等作 用，
11、 并决定了输入端的高频纹波电流总量， 因此按照限制 电流脉动最小的原则来确定电感值。考虑最差的情况： 输 出功率最大， 输入电压最低， 此时 ， 输入电流最大， 纹波也 最大。为了保证在这种情况下输入电流的纹波仍然满足 要求， 电感的设计应该在输入电压最低点讲行计算。般 的 1. 5 2倍， 本设计的目标为 = 5 0 0 V。 确定输入电流的最大峰值： 峰值功率等于 2倍的平均 功率，. 当输入电压最低时， 输人电流最大， 有： 在电流纹波和峰值电流之间最好的妥协办法就是允 许电感电流有 2 0 的波动， 即： 电感电流出现最大峰值时的占空比为： 计算所需要的升压电感值为： 取 L l =1
12、 .3 mH。2 5 功率因数校正开关管的选择 在本课题设计的 P F C主电路中， 电子开关采用功率 场效应管 M O S F E T 。开关管导通时流过的电流为电感电 流， 电感电流的最大峰值为 1 98 A。 开关管承受的最大直流电压为： Un s=Ua +AU=5 0 0+50 020 =6 0 0V 再加上开关管上形成的过压尖刺 ， 考虑安全裕度， 主 功率开关管的耐压至少为 8 0 0 V， 选用 A P T 1 0 0 2 6 L 2 L L型 的 MO S F E T ， 其额定指标为3 8 A 1 0 0 0 V 。 3 控制电路的设计 基于本课题的设计指标， 选择工作于连续
13、调制模式下 的平均电流型升压式 A P F C电路来实现较为适合。在具 体的电路设计中， 控制芯片选用 U C 3 8 5 4， 这是 U n i t r o d e 公 司生产的一款高功率因数校正集成控制电路芯片， 它的峰 值开关电流近似等于输入电流， 对瞬态噪声的响应极小， 是一款理想的 A P F C控制芯片。 3 1 由U C 3 8 5 4构成的有源功率因数校正 电路框 图如 图 3所示 图 3 有源功率因数校 正电路 3 2 U C 3 8 5 4外围电路的参数的设置 a )乘法除法器外围电路设计 ： 模拟乘法 除法器 M 是功率因数校正控制电路的核心， 其输出为电流误差放大 器
14、C A提供基准电流 ， 直接决定着功率因数校正的性能。 1 )确定电阻 。 ： 芯片引脚 6接作为输入电流端接内 部模拟乘法 除法器 M的输入端B， 外部为经电阻 接整 流输 入电压正端 。电阻 用输入 电压峰值和允许的最 高 输入电流来决定， 数据记录中， 6 0 0 A， 即： 2 )确定偏置电阻 ： 偏置电阻 R 主要起基准电压 和整流输入电压 的分压器， 通常 ， 则有 偏置电阻为 1 1 7 5 ， 取 1 2 0 。 3 )确 定 电阻 ： 外 接 电 阻 接 芯 片 引脚 1 2 ( R S E T ) ， 其值决定了乘法器 除法器的最大输出， 要求乘 法器 除法器的输入电流脚
15、( 6脚决定) 不能大于流过 电阻 电流的两倍 ， 则有： 因此， 电阻值为：， 取 1 5 。 b )振荡器定时电容的确定： 芯片引脚 1 4 ( C T ) 为振荡 器定时电容， 能产生振荡开关频率为： 则振 荡 器 定时 电 容 为： 4、 仿真结果 仿真主要参数为： 输入交流电压 2 2 0 V， 升压 电感为 1 3 m H， 输入滤波电容1 7 0 0 。图4为加了功率因数校 正电路后的输入端电压、 电流波形。图5为功率因数校正 输出后的电压电流波形。 图4 工频整流输入端电压、 电流仿真波形 。图5 功率因数校正电路输出电压、 电流波形 由仿真结果可见： 在加入功率因数校正电路后， 输入 端的平均电流与输入电压同相位、 大小成正比， 从而在理 想条件下可实现功率因数为 1的预期目标。 5 结语 基于 B o o s t 电路拓扑， 采用连续调制模式( C C M) 的平 均电流型控制方式设计了 A P F C电路， 并采用 U C 3
