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1、第7章 PWM控制技术 7.1 PWM控制的基本原理 7.2 PWM逆变电路及其控制方法 7.3 PWM跟踪控制技术 7.4 PWM整流电路及其控制方法,2,引言,PWM（Pulse Width Modulation）控制就是对脉冲的宽度进行调制的技术，即通过对一系列脉冲的宽度进行调制，来等效地获得所需要波形（含形状和幅值）。 第5章的直流斩波电路实际上采用的就是PWM技术，第6章中涉及到PWM控制技术的地方有两处，一处是第6.1节中的斩控式交流调压电路，另一处是第6.4节矩阵式变频电路。 PWM控制技术在逆变电路中的应用最为广泛，对逆变电路的影响也最为深刻，现在大量应用的逆变电路中，绝大部分
2、都是PWM型逆变电路。,3,7.1 PWM控制的基本原理,面积等效原理 是PWM控制技术的重要理论基础。 原理内容：冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时，其效果基本相同。 冲量即指窄脉冲的面积。 效果基本相同，是指环节的输出响应波形基本相同。 如果把各输出波形用傅里叶变换分析，则其低频段非常接近，仅在高频段略有差异。 实例 将图7-1a、b、c、d所示的脉冲作为输入，加在图7-2a所示的R-L电路上，设其电流i(t)为电路的输出，图7-2b给出了不同窄脉冲时i(t)的响应波形。,图7-1 形状不同而冲量相同的各种窄脉冲,图7-2 冲量相同的各种窄脉冲的响应波形,4,7.1 PWM控
3、制的基本原理,用PWM波代替正弦半波 将正弦半波看成是由N个彼此相连的脉冲宽度为/N，但幅值顶部是曲线且大小按正弦规律变化的脉冲序列组成的。 把上述脉冲序列利用相同数量的等幅而不等宽的矩形脉冲代替，使矩形脉冲的中点和相应正弦波部分的中点重合，且使矩形脉冲和相应的正弦波部分面积（冲量）相等，这就是PWM波形。 对于正弦波的负半周，也可以用同样的方法得到PWM波形。 脉冲的宽度按正弦规律变化而和正弦波等效的PWM波形，也称SPWM（Sinusoidal PWM）波形。 PWM波形可分为等幅PWM波和不等幅PWM波两种，由直流电源产生的PWM波通常是等幅PWM波。 基于等效面积原理，PWM波形还可以
4、等效成其他所需要的波形，如等效所需要的非正弦交流波形等。,图7-3 用PWM波代替正弦半波,5,7.2 PWM逆变电路及其控制方法,7.2.1 计算法和调制法 7.2.2 异步调制和同步调制 7.2.3 规则采样法 7.2.4 PWM逆变电路的谐波分析 7.2.5 提高直流电压利用率 和减少开关次数 7.2.6 空间矢量SVPWM控制 7.2.7 PWM逆变电路的多重化,6,7.2.1 计算法和调制法,计算法 根据逆变电路的正弦波输出频率、幅值和半个周期内的脉冲数，将PWM波形中各脉冲的宽度和间隔准确计算出来，按照计算结果控制逆变电路中各开关器件的通断，就可以得到所需要的PWM波形，这种方法称
5、之为计算法。 计算法是很繁琐的，当需要输出的正弦波的频率、幅值或相位变化时，结果都要变化。 调制法 把希望输出的波形作为调制信号，把接受调制的信号作为载波，通过信号波的调制得到所期望的PWM波形。 通常采用等腰三角波或锯齿波作为载波，其中等腰三角波应用最多。,7,7.2.1 计算法和调制法,图7-4 单相桥式PWM逆变电路,单相桥式PWM逆变电路（调制法） 电路工作过程 工作时V1和V2通断互补，V3和V4通断也互补，比如在uo正半周，V1导通，V2关断，V3和V4交替通断。 负载电流比电压滞后，在电压正半周，电流有一段区间为正，一段区间为负。 在负载电流为正的区间，V1和V4导通时，uo=U
6、d。 V4关断时，负载电流通过V1和VD3续流，uo=0。 在负载电流为负的区间，仍为V1和V4导通时，因io为负，故io实际上从VD1和VD4流过，仍有uo=Ud。 V4关断，V3开通后，io从V3和VD1续流，uo=0。 uo总可以得到Ud和零两种电平。 在uo的负半周，让V2保持通态，V1保持断态，V3和V4交替通断，负载电压uo可以得到-Ud和零两种电平。,阻感负载,8,7.2.1 计算法和调制法,图7-4 单相桥式PWM逆变电路,图7-5 单极性PWM控制方式波形,单极性PWM控制方式 调制信号ur为正弦波，载波uc在ur的正半周为正极性的三角波，在ur的负半周为负极性的三角波。 在
7、ur的正半周，V1保持通态，V2保持断态。 当uruc时使V4导通，V3关断， uo=Ud。 当uruc时使V3关断，V4导通， uo=0。,9,7.2.1 计算法和调制法,图7-4 单相桥式PWM逆变电路,图7-6 双极性PWM控制方式波形,双极性PWM控制方式 在调制信号ur和载波信号uc的交点时刻控制各开关器件的通断。 在ur的半个周期内，三角波载波有正有负，所得的PWM波也是有正有负，在ur的一个周期内，输出的PWM波只有Ud两种电平。 在ur的正负半周，对各开关器件的控制规律相同。 当uruc时，V1和V4导通，V2和V3关断，这时如io0，则V1和V4通，如io0，则VD2和VD3
8、通，不管哪种情况都是uo=-Ud。,10,7.2.1 计算法和调制法,图7-7 三相桥式PWM型逆变电路,图7-8 三相桥式PWM逆变电路波形,三相桥式PWM逆变电路（调制法） 采用双极性控制方式。 U、V和W三相的PWM控制通常公用一个三角波载波uc，三相的调制信号urU、urV和urW依次相差120。,11,7.2.1 计算法和调制法,电路工作过程（U相为例） 当urUuc时，上桥臂V1导通，下桥臂V4关断，则U相相对于直流电源假想中点N的输出电压uUN=Ud/2。 当urUuc时，V4导通，V1关断，则uUN=-Ud/2。 V1和V4的驱动信号始终是互补的。 当给V1(V4)加导通信号时
9、，可能是V1(V4)导通，也可能是二极管VD1(VD4)续流导通，这要由阻感负载中电流的方向来决定。 uUN、uVN和uWN的PWM波形都只有Ud/2两种电平。,图7-7 三相桥式PWM型逆变电路,图7-8 三相桥式PWM逆变电路波形,12,7.2.1 计算法和调制法,图7-7 三相桥式PWM型逆变电路,图7-8 三相桥式PWM逆变电路波形,输出线电压PWM波由Ud和0三种电平构成。 当臂1和6导通时，uUV=Ud。 当臂3和4导通时，uUV=Ud。 当臂1和3或臂4和6导通时，uUV=0。 负载相电压uUN可由下式求得,负载相电压的PWM波由(2/3)Ud、(1/3)Ud和0共5种电平组成。
10、,为了防止上下两个臂直通而造成短路，在上下两臂通断切换时要留一小段上下臂都施加关断信号的死区时间。,13,7.2.1 计算法和调制法,图7-9 特定谐波消去法的输出PWM波形,特定谐波消去法 是计算法中一种较有代表性的方法。 如果在输出电压半个周期内开关器件开通和关断各k次，考虑到PWM波四分之一周期对称，共有k个开关时刻可以控制，除去用一个自由度来控制基波幅值外，可以消去k1个频率的特定谐波。 以三相桥式PWM型逆变电路中的uUN波形为例 在输出电压的半个周期内，器件开通和关断各3次（不包括0和时刻），共有6个开关时刻可以控制。,14,7.2.1 计算法和调制法,为了消除偶次谐波，应使波形正
11、负两半周期镜对称，即,为了消除谐波中的余弦项，简化计算过程，应使波形在正半周期内前后1/4周期以/2为轴线对称，即,同时满足式(7-1)和式(7-2)的波形称为四分之一周期对称波形，这种波形可用傅里叶级数表示为,式中，an为,(7-1),(7-2),(7-3),15,7.2.1 计算法和调制法,图7-9 特定谐波消去法的输出PWM波形,因为图7-9的波形是四分之一周期对称的，所以在一个周期内的12个开关时刻（不包括0和时刻）中，能够独立控制的只有1、2和3共3个时刻，该波形的an为,(7-4),16,7.2.1 计算法和调制法,在三相对称电路的线电压中，相电压所含的3次谐波相互抵消，因此通常可
12、以考虑消去5次和7次谐波，根据需要确定基波分量a1的值，再令a5和a7等于0，就可以建立三个方程，联立可求得1、2和3。,这样可以消去两种特定频率的谐波，对于给定的基波幅值a1，求解上述方程可得一组1、2和3，基波幅值a1改变时，1、2和3也相应地改变。,(7-5),17,7.2.2 异步调制和同步调制,载波频率fc与调制信号频率fr之比N= fc/fr称为载波比，根据载波和信号波是否同步及载波比的变化情况，PWM调制方式可分为异步调制和同步调制两种。 异步调制 载波信号和调制信号不保持同步的调制方式称为异步调制。 通常保持载波频率fc固定不变，因而当信号波频率fr变化时，载波比N是变化的。
13、在信号波的半个周期内，PWM波的脉冲个数不固定，相位也不固定，正负半周期的脉冲不对称，半周期内前后1/4周期的脉冲也不对称。 当fr较低时，N较大，一周期内脉冲数较多，脉冲不对称产生的不利影响都较小，PWM波形接近正弦波。 当fr增高时，N减小，一周期内的脉冲数减少，PWM脉冲不对称的影响就变大，输出PWM波和正弦波的差异变大，对于三相PWM型逆变电路来说，三相输出的对称性也变差。 在采用异步调制方式时，希望采用较高的载波频率，以使在信号波频率较高时仍能保持较大的载波比。,18,7.2.2 异步调制和同步调制,图7-10 同步调制三相PWM波形,同步调制 载波比N等于常数，并在变频时使载波和信
14、号波保持同步的方式称为同步调制。 fr变化时载波比N不变，信号波一个周期内输出的脉冲数是固定的，脉冲相位也是固定的。 在三相PWM逆变电路中，通常公用一个三角波载波，为了使三相输出波形严格对称和一相的PWM波正负半周镜对称，取N为3的整数倍且为奇数。 当逆变电路输出频率很低时，同步调制时的fc也很低，fc过低时由调制带来的谐波不易滤除，当负载为电动机时也会带来较大的转矩脉动和噪声；当逆变电路输出频率很高时，同步调制时的fc会过高，使开关器件难以承受。,19,7.2.2 异步调制和同步调制,图7-11 分段同步调制方式举例,分段同步调制 把fr范围划分成若干个频段，每个频段内都保持载波比N为恒定
15、，不同频段的载波比不同。 在fr高的频段采用较低的载波比，以使fc不致过高，限制在功率开关器件允许的范围内。 在fr低的频段采用较高的载波比，以使fc不致过低而对负载产生不利影响。 为了防止fc在切换点附近的来回跳动，在各频率切换点采用了滞后切换的方法。 有的装置在低频输出时采用异步调制方式，而在高频输出时切换到同步调制方式，这样可以把两者的优点结合起来，和分段同步方式的效果接近。,实线表示输出频率增高时的切换频率,虚线表示输出频率降低时的切换频率,20,7.2.3 规则采样法,图7-12 规则采样法,在正弦波和三角波的自然交点时刻控制功率开关器件的通断，这种生成SPWM波形的方法称为自然采样
16、法。 规则采样法 是一种应用较广的工程实用方法，其效果接近自然采样法，但计算量却比自然采样法小得多。 方法说明 取三角波两个正峰值之间为一个采样周期Tc，使每个脉冲的中点都以相应的三角波中点（即负峰点）为对称。 在三角波的负峰时刻tD对正弦信号波采样而得到D点，过D点作一水平直线和三角波分别交于A点和B点，在A点时刻tA和B点时刻tB控制功率开关器件的通断。 可以看出，用这种规则采样法得到的脉冲宽度和用自然采样法得到的脉冲宽度非常接近。,21,7.2.3 规则采样法,图7-12 规则采样法,和的确定 设正弦调制信号波为,式中，a称为调制度，0a1；r为正弦信号波角频率，从图7-12中可得如下关系式,因此可得,脉冲两边的间隙宽度为,(7-6),(7-7),22,7.2.
