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1、 2007 飞兆半导体公司 Rev. 1.0.1 5/21/13 ANAN- -41514151 采用采用 FSFR FSFR 系列飞兆电源开关系列飞兆电源开关 (FPS(FPS ) ) 的半桥的半桥 LLC LLC 谐振变换谐振变换 器的设计器的设计 简介简介 不断增加的开关电源功率密度，已经受到了无源器件 尺寸的限制。 采取高频运行，可以大大降低无源器件 ，如变压器和滤波器的尺寸。 但是过高的开关损耗势 必成为高频运行的一大障碍。 为了降低开关损耗和容 许高频运行，谐振开关技术已经得到了发展。 这些技术采用正弦方式处理电力，开关器件能够实现 软转换。 使得开关损耗与噪声大为降低1-7。
2、在各种类型的谐振转换器中，最简单和最普遍的谐振 转换器为 LC 串联谐振转换器，其中整流器-负载网络 与 LC 谐振网络串联，如 图 1 2-4所示。 在该电 路结构中，LC谐振网络与负载一起形成分压器。 通过 改变驱动电压Vd的频率，可以改变该谐振网络的阻抗。 输入电压在谐振网络阻抗与反射负载之间进行分压。 由于分压作用，LC 串联谐振转换器的 DC 增益总是小 于1。在轻载条件下，相比谐振网络的阻抗而言，负载 阻抗很大。全部输入电压都被施加到负载上。 这使得 轻载下很难调节输出。 在空载时，为了能够调节输出 ，理论上谐振频率应该为无限大。 + VO - Ro Q1 Q2 n:1 Lr Cr
3、 Vd Vin 图图 1. 半半桥桥 LC 串串联谐联谐振振转换转换器器 为了打破串联谐振转换器的限制，LLC谐振转换器已经 获得提出8-12。 LLC 谐振转换器是一种改进型的 LC 串联谐振转换器，通过在变压器初级绕组放置一个 并联电感而得以实现，如 图 2所示。 采用并联电感可 以增加初级绕组的环流，有利于电路运行。 由于这个 概念不直观，在该拓扑首次提出时没有受到足够的重 视。 然而在开关损耗相比通态损耗占主导比重的高输 入电压应用中，却有利于效率的提高。 在大多数实际设计中，该并联电感采用变压器的励磁 电感。 LLC谐振转换器的电路图与LC串联谐振转换器 的电路图十分相似。 唯一的差
4、别在于：励磁电感的取 值不同。 LLC谐振转换器的励磁电感远远大于LC串联 谐振转换器的励磁电感（Lr），LLC谐振转换器中的励 磁电感为Lr的3-8倍，通常通过增加变压器的气隙来获 得。 + VO - Ro Q1 Q2 n:1 Lr Lshunt Cr Vin ( Lm ) 图图 2. 半桥半桥LLCLLC谐振转换器谐振转换器 LLC谐振转换器具有许多超越串联谐振转换器的优点。 它能够在较宽的电源和负载波动范围内调节输出，而 开关频率波动却较小。 在整个工作范围内，能够获得 零电压开关（ZVS）。 全部固有的寄生参数均可以用 于实现软开关，包括所有半导体器件的结电容、变压 器漏感与励磁电感。
5、 包括LLC谐振转换器工作原理的解释、变压器与谐振网 络的设计、元器件的选型。 给出设计实例，逐条地解 释设计过程，有助于进行LLC谐振转换器的设计。 AN-4151 应用指南 2007 飞兆半导体公司 Rev. 1.0.1 5/21/13 2 1. LLC 1. LLC 谐振转换器与基波近似谐振转换器与基波近似 图 3中给出了半桥 LLC 谐振转换器的原理简图，图中 ，Lm指励磁电感，用作并联电感，Lr指串联谐振电感， Cr指谐振电容。 图 4给出了 LLC 谐振转换器的典型波形。 假定：工 作频率与谐振频率相同，后者决定于 Lr 与Cr.之间的 谐振。 由于励磁电感相对较小，形成相当量的
6、励磁电 流（Im），在初级绕组续流，并不参与电能的传输。 初级电流(Ip)为励磁电流与次级电流反射到初级的电 流之和。 一般情况下，LLC 谐振拓扑包括 3 级电路，如 图 3所 示，即方波发生器、谐振网络和整流器网络。 方波发生器负责产生方波电压Vd，通过50%占空比 交替驱动开关Q1 和Q2 来实现。 通常，在连续切 换中会引入一个较小的死区时间。 方波发生器可 以构造成全桥或半桥类型。 谐振网络包括一只电容、变压器漏感和励磁电 感。 谐振网络滤除高次谐波电流。 在本质上， 即使方波电压施加到谐振网络上，也只有正弦电 流容许流过该谐振网络。 电流(Ip)滞后于施加到 谐振网络上的电压(即方
7、波电压(Vd)的基波分量被 施加到半桥的图腾柱上)，容许MOSFET零电压开 通 。 如 图 4 所 示 ， 当 MOSFET 电 压 为 零 时 MOSFET 开通，此时电流流经反并联二极管。 整流器网络产生直流电压，采用整流器二极管和 电容对交流电进行整流器。 整流器网络可以设计 成带有容性输出滤波器的全波整流器桥或中心抽 头配置。 Q1 Q2 IDS1 Vin Square wave generator resonant network Rectifier network + Vd - + VO - Ro n:1 Ip Lr LmCr Im ID Io 图图 3. 半桥半桥LLCLLC
8、谐振转换器的原理图谐振转换器的原理图 Ip IDS1 Vd Im Vin ID Vgs2 Vgs1 图图 4. 半桥半桥LLCLLC谐振转换器的典型波形谐振转换器的典型波形 谐振网络的滤波作用可以采用基波近似原理，获得谐 振转换器的电压增益，这需要假定方波电压的基波分 量输入到谐振网络，并传输电能至输出端。 由于次级 端整流电路可作为阻抗变压器，所以其等效负载电阻 与实际负载电阻并不相同。 图 5所示为该等效负载电 阻的推导方式。 初级电路由正弦电流源Iac代替，方波 电压VRI出现在整流器的输入端。 由于|Iac|的平均值为 输出电流 Io，则Iac可以描述为 sin() 2 o ac I
9、It (1) VRI 可以描述为 sin()0 sin()0 RIo RIo VVift VVift (2) 式中， Vo指输出电压。 VRI 的基波分量可以描述为 4 sin() F o RI V Vt (3) 由于VRI的各次谐波分量不涉及功率传输，交流等效负 载电阻可以采用（VRIF/ Iac）计算： 22 88 F oRI aco aco VV RR II (4) 考虑到变压器匝比(n=Np/Ns)，则初级等效负载电阻可 以描述为 2 2 8 aco n RR (5) 采用等效负载电阻，可以得到交流等效电路，如 图 6 所示，图中Vd F和V RO F分别指驱动电压V d 和反射输出电
10、压 VRO (nVRI)的基波分量。 AN-4151 应用指南 2007 飞兆半导体公司 Rev. 1.0.1 5/21/13 3 + VRI - Io + VO - Iac pk ac I Iac VRI 4 sin() F o RI V Vwt Vo )sin( 2 wt I I o ac Ro VRIF 图图 5. 等效负载电阻等效负载电阻R Racac的推导的推导 VO Lm Lr Cr Ro Vin VdF (nVRIF)Lm LrCr Rac Np:Ns Vd + - - + VRI n=Np/Ns 2 2 8 aco n RR + - VRoF 图图 6. LLCLLC谐振转换
11、器的交流等效电路谐振转换器的交流等效电路 利用式5中得到的等效负载电阻，可以推导出LLC谐振 转换器的特性。 利用 图 6所示的交流等效电路，可得 电压增益M的计算公式： 2 22 22 4 sin() 2 4 sin() 2 () (1) (1)(1)(1) o FF RORIo FF in ddin o poo n V t Vn Vn V M V VVV t m jmQ (6) 其中： 2 2 8 , 111 , p pmraco r r op rac rrpr L n LLLRRm L L Q C RL CL C 由式 6 可见，存在两个谐振频率。 一个由Lr和Cr确定 ，另外一个由Lp
12、和Cr确定。 式6给出，在谐振频率(o)下，增益为1，且与负载波 动无关，该增益可以描述为 2 22 (1) 2 1 p o o inop m n V Mat V (7) 图 7给出了 Q 值不同且 m=3、fo=100kHz 且fp=57kHz 时，式 6 表达出的增益。 由 图 7可见，当开关频率 处于谐振频率fo附近时，LLC 谐振转换器显示的电压 增益特性几乎独立于负载。 这是LLC型的谐振转换器 超出传统串联谐振转换器非常突出的优势。 因此，想 当然地使得转换器运行在谐振频率附近，降低开关频 率波动。 LLC 谐振转换器的工作范围受制于峰值增益（可达最 大增益），该增益标示有* *（
13、如 图 7所示）。 需 要说明的是，峰值电压增益不会出现在fo 或 fp.附近 。 获得峰值电压增益的频率位于fp和fo之间，如 图 7 所示。 随着负载变轻，Q值下降，峰值增益频率移向 fp，峰值增益随之下降。 因此对于谐振网络设计而言 ，满载条件为最坏情况。 0.6 0.8 1.0 1.2 1.4 1.6 1.8 2.0 405060708090100110120130140 freq (kHz) Gain ( 2nVo / Vin ) Q=1.0 Q=0.75 Q=0.50 Q=0.25 Q=0.25 1 2 p pr f L C Q=1.0 / rr ac LC Q R 1 o f M
14、 1 2 o rr f L C 图图 7. LLCLLC谐振转换器的典型增益曲线谐振转换器的典型增益曲线 ( (m m=3) =3) AN-4151 应用指南 2007 飞兆半导体公司 Rev. 1.0.1 5/21/13 4 2. 2. 集成变压器的考虑事项集成变压器的考虑事项 对于实际设计，通常需要采用集成变压器的概念设计 实现磁器件（串联电感与并联电感），其中将漏感用 作串联电感，励磁电感用作并联电感。 当采用这种方 法构造磁元件时，需要将 图 6中的等效电路改进成 图 8，这是因为不仅在初级，而且在次级都存在有漏感。 不考虑变压器次级的漏感时往往会导致设计出错。 VO Lm Llkp
15、Cr Ro Vin VinF VROF Lp-Lr Lr Cr Llks n:1 Vd + - - + VRI + - () p V pr L M LL 2 /() / rlkpmlks lkpmlkp LLLn L LLL plkpm LLL ac R ideal transformer + - - + (nVRIF) 1: V M 图图 8. 考虑次级漏感后的改进等效电路考虑次级漏感后的改进等效电路 在 图 8中，假设 n2Llks= Llkp，并将次级端漏电感折算至初级侧，可得有效串联 电感 (Lp) 和分流电感 ( Lp -Lr) 的计算公式如下： 2 /()/ pmlkp rlkpmlkslkpmlkp LLL LLLn LLLL (8) 在处理实际变压器时，提倡采用具有Lp 和 Lr的等效 电路，因为通过分别开路和短路次级绕组，在初级可 以很容易地测得这些电感取值。 在实际变压器中，Lp 和Lr可分别在次级端绕组开路和短路的条件下在初级 侧测得。 在 图 9中，引入
