基于lcl滤波器的三相可控整流器的设计与控制

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1、 毕业设计（论文） 外文翻译题 目基于LCL滤波器的三相可控整流器的设计与控制专 业 电气工程及其自动化 班 级 学 生 指导教师 年IEEE TRANSACTIONS ON INDUSTRY APPLICATIONS， VOL. 41， NO. 5， SEPTEMBER/OCTOBER 2005 1281基于LCL滤波器的三相可控整流器的设计与控制Marco Liserre， Member， IEEE， Frede Blaabjerg， Fellow， IEEE， and Steffan Hansen， Member， IEEE摘要本文提出了一种循序渐进的方法来设计三相可控整流器的前端LCL

2、滤波器。基本目的是以较低的成本减小开关频率附近的纹波， 同时得到一个高性能的前端滤波器(即特点是有一个快速的动态响应和一个稳定的增益)。下文包含了一个LCL滤波器设计的例子和一个用从设计中得出参数的滤波器的组成和测试。实验性的结果验证了对LCL滤波器和整流器控制器设计过程的正确性。 系统在低频段和高频段都是稳定的并且网侧电流谐波含量很低。而且， 仿真和实验结果的一致性验证了设计目的已实现。因此， 设计步骤和仿真模型 提供了一个强有力的工具来设计基于LCL滤波器的三相可控整流器同时避免了使用尝试法导致不得不建立多个滤波器原型的问题。关联词汇串联控制， LCL滤波器， 整流器，稳定性，电压型逆变器

3、(VSC)。I.介绍电压型逆变器 (VSC) 可以被作为一个可控整流器使用， 同时带有对于直流电压环控制与电源功率因素控制的潜在优势， 并且它能工作在整流和逆变模式 1。除此，结合闭环电流控制的脉宽调制的应用 (PWM) 可以使正弦输入电流的谐波畸变率低于5%， 即使在网侧不使用电压或电流传感器的情况下25。 然而， 典型电源装置的215 kHz的开关器件频率可能会产生对其他敏感负载/设备会产生干扰的网侧高次谐波，并且引起输电损耗 6。为了减少开关频率附近的电流谐波，通常会引入大的输入电感。 然而，在上千瓦级别的应用中， 要通过大电感值来滤波造价是非常昂贵的。除此以外， 系统的动态响应性能会变

4、得更差。对于这个问题一种可供选择而且效果不错的解决方法就是使用LCL滤波器，如图1所示。通过这种解决方法， 只需使用小量的电感和电容，就可以得到下至公网电压等级上至几百千伏电压等级系统的最佳效果6， 7。一个VSC装置的高频电磁干扰(EMI) (特殊模式和常规模式) 8未来将成为严重的问题，如此便需要特殊的滤波器(源型 9， 10或 有源型 11)以滤除高于150kHz或低于电源的频率的谐波。当然， 如果滤波电感被设计以衰减高频谐波，那么一个对开关频率附近的谐波衰减有效的滤波器同时对特殊模式的EMI也是有效的 (比如使用铁芯变压器)。 同理，对于普通模式的EMI，一个普通的电感会包含在特殊模式

5、的滤波器中如图12。 但是，处理 EMI 是一个非常复杂的难题: 对应不同的频段就需要不同的解决方案和特别设计的滤波器。问题的关键是，即使一般情况下滤波器的整合是可行的， 因为同样的电感元件设计要考虑不同的频率和不同的电压等级的情况，所以一个宽频带的滤波器造价过于昂贵。应该注意的是欧洲电源2-150kHz的标准并不完整，仍在讨论中，值得强调的是，网侧滤波器通常被设计成工作在超过150kHz的频率下。然而， IEEE 519-1992 建议高于35次谐波应该被抑制，同时对涉及人身安全的电气设备的开关电流纹波的衰减也有明确要求（如吊车和电梯）。值得注意的是，一个LCL滤波器限制开关频率从2-150

6、kHz的纹波电流注入电网的设计通常是有明确要求的。选择LCL滤波器元件的一个重要依据是要限制电感参数的总感值 (较高的电感值会导致较低的功率因数14) 和LCL滤波器的电能损失 (取决于为避免系统震荡需使用的无源阻尼的大小)。 如此便引发了正如文献中提到的一些问题: 参数选择的标准15， 16，滤波器的有源阻尼 7， 17， 带状态观察器的状态控制 15， 16， 1821。 电流控制技术的比较已经不得不考虑LCL滤波器的设计 22。 然而，LCL滤波器的设计， 还有它应如何优化，目前还没有系统的分析研究的方法。本文介绍了LCL滤波器的设计过程和分析了基于直流电压和交流电流控制策略的、使用含P

7、I环节LCL滤波器滤波的有源整流器的控制方法。这些电流调节器通常是在旋转坐标系中设计的但LCL滤波器的应用还需要考虑如何确定正确的坐标系的方向Fig. 1. LCL滤波器的三相有源整流器Fig. 2. 带LCL滤波器整流器的单项等效电路23 。除此以外，稳定性问题可以通过平面内的零极点正确地标注出来。 最后， 需要校验控制系统的动态性能。本文中设置的所有小标题， 对于基于LCL滤波器的三相有源整流器的设计和控制，提供了一个详细而实用的导航。II. 模型和系统的控制基于LCL的有源整流器先前一直是在旋转坐标系中建模。 7 同时提供反馈控制确保系统的稳定性。然而，这些方法不是需要更多的传感器就是需

8、要更复杂的运算方法15， 16， 1821。本文的目的是提出一种简单的低成本的基于LCL滤波器的有源整流器 (既指软件又指硬件) 。系统模型如图2。电压型逆变器通过一个LCL滤波器和一个隔离变压器连接到网侧 (用于测试调试时保证系统的安全)。 注意，变压器的电感和电阻已经被考虑在滤波器和控制器的设计中了。LCL滤波器是由变流器侧三个带电阻和电感的电抗器，电网侧的三个带电阻和电感的电抗器，和三个电容组成(他们每个也带有阻尼电阻 )。图2也出示了一种普通模式的滤波器，既可以算也可以不算LCL滤波器12。这种滤波器的设计本文中不讨论。理想的系统没有额外的传感器正如一个传统的L滤波器的配置。应该注意的

9、是变流器侧的电流传感器，因为工业逆变器中电流传感器同时用来保护变流器，所以将它整合到系统中。主要的目标是通过增加少量滤波元件来实现减小开关纹波， 并且适用于那些L滤波器配置的PI控制器的既定参数。要实现这样的目标是因为LCL滤波器中LC部分旨在主要减少高频电流纹波， 在电流控制器的设计中如果电容的值很小那么它可以被忽略。实际上， 电流控制， 因为他的带宽范围，主要影响低次电流谐波。于是，在少量增加全系统的成本也不用增加传感器的基础上，一个LCL滤波器的升级很简单也很有效。综上， 设计者需要建立系统在旋转坐标系中基于L滤波器的有源整流器模型 (为了控制需要)， 同时要考虑出于稳定性和动态性能考虑

10、的带有阻尼的滤波器总的传递函数。A. 控制器的设计如图2所示，当忽略滤波电容时，系统可以被确定应用如下等式。此处 ， ， 为网侧电压空间矢量， 为变流器电流空间矢量，而是变流器侧电压空间矢量。电流控制在一个以某个角速度w旋转的坐标系下表示(注意w也可以是0)。 在这个坐标系下，可得到 两个Fig. 3有源整流器的矢量图电压等式来确定d轴和q轴的电流组成。这些dq电流通过对变流器侧产生的dq电压的准确选定被控制。两个PI调节器发出一个空间矢量调制波信号来产生控制这些电流的电压。PI控制器是通过在z域确定零极点的方法设计的， 此处设置时间常数7相同的dq电流控制器，这是一个衡量设计的标准，即“技术

11、优化”。所有处理和调制的延迟应该被考虑在内23， 24。对于直流电压控制， 一旦直流负载电流iL确定 ，直流负载电压 ， 和整流器侧电流就已经限定，就得到了下一个等式:直流电压是被整流器侧直流电流控制的。为了获得对直流输出电压动态性能和交流电流超调量的完美调和，PI控制器是通过判断S域内零极点的方法合成的。所有的处理和滤波延迟就必须考虑在内。B. 旋转坐标轴为了获得动态响应2的电流控制效果，通常选择一个旋转坐标系。然而，在静止坐标系2中使用滞环控制器也能获得类似的效果25。对于有源整流器，dq坐标系的旋转频率就是线电压频率，如果d轴和电网电压矢量e（t）同向 ，为了在d轴分量调节直流电压Vo时

12、获得单位功率因数，电网电流矢量ig（t）在q轴上分量应为零（图3）。然而， dq坐标轴方向的错误会引起问题: 首先，单位功率因数很难获得，其次闭环的控制效果也会受到损失。两个问题必须被考虑：1) 因为电流的控制是基于变流器的电流i而不是网侧电流ig， 所以控制的目标应该是网侧电流和网侧电压之间的零点位置。为了将滤波器电容一并考虑24，这就暗示需要一个不为零的以变流器电流为参考的q轴分量Fig. 4 Input filter model for active rectifier2)用于dq坐标系的坐标轴的电压并不是电网电压，如果带有一个变压器 (比如调试时使用的隔离变压器)或者如果电容电压出于有

13、源阻尼目的7被检测以取代电网电压。这样， 电网电压和传感器电压之间的压降产生一个必须考虑在内的角度。这同样导致了一个非零的q轴参考电流。因此参考电流的d轴分量被用来控制直流电压而q轴分量被用作dq坐标轴方向的修正。C.LC 滤波器的影响滤波器参数的选择将在下一部分中阐述，但研究系统稳定性的时候滤波器的配置应该被考虑在内 。至此，电流控制器的设计已经忽略掉了引入电容所带来的零点和极点。如果整个LCL滤波器如图4， 它的传输方程变成当Rd=0时这样可得和。 注意，LCL滤波器比简单的L滤波器多了2个零点和2个极点。如果传输方程表达式如 (4)分情况区分，并且闭环的根轨迹是和使用先前判据调节的PI控

14、制器一并考虑的(也就是说只考虑电感)， 没有适当的阻尼这些外加的零点和极点可能导致系统不稳定。阻尼通过电容器串联电阻的方式获得， 如图1， 图2所示， 输入滤波器的模型如图4这会将不稳定的极点移动到稳定的区域，就如下文第六部分闭环系统z域的零极点分析中所示。III.LCL滤波器设计的约束条件LCL滤波器旨在减小点网侧高次谐波，但滤波器设计不当会使降低期望中的谐波衰减。图5. 等效单相h次谐波的LCL滤波器， 或者甚至因为震荡作用而引起扰动增加。事实上， 整流器电流谐波也许会引起电感饱和或者滤波器震荡。因此，电感应该考虑电流纹波正确地设计， 并将滤波器加入阻尼避免震荡。然而， 阻尼的等级受成本，

15、电感值， 损耗， 和滤波器性能的退化所限。选择LCL滤波器参数的过程采用整流器的额定功率，线电压频率，和作为输入的开关频率。 计算开关纹波衰减的处理基于频域方法而不是时域方法。在以下展开中，滤波器值用标幺值形式给出此处En是线线方均根电压值， Wn是电网频率，Pn是整流器吸收的电源功率的比例。振荡频率与开关频率相关，表达为：Wres=kWsw这里因数k表示开关频率和振荡频率的距离。等效的单相LCL滤波器对于h次谐波输入的结构如图5， 忽略电阻R，Rg ， andRd(图 2)。i(h) and v(h) 表示电流和电压的h次谐波，同时hsw是开关频率谐波的次数。电流纹波衰减通过考虑高频谐波估算，变流器是一个谐波发生器，同时网侧可以被视为短路。所以变流器开关频率附近的电压谐波是v(hsw)0而网侧电压谐波在开关频率处vg(hsw)=0。从变流器侧到网侧的纹波衰减， 可以通过如下步骤计算:此处 ( fsw 是开关频率)， 而hsw=Wsw/Wn是开关频率谐波的次数。只有当滤波器阻