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1、重庆大学电气工程学院电力电子技术课程设计电力电子技术课程设计设计题目： 单相桥式可控整流电路设计 年级专业： *级电气工程与自动化 学生姓名： * 学 号： * 成绩评定： 完成日期：2013 年 6 月 23 日*（单相桥式可控整流电路设计）- 1 -课程设计指导教师评定成绩表优秀(100x90)良好(90x80)中等(80x70)及格(70x60)不及格(x0 b)模式 2，且 i(t)0 c)模式 1，且 i(t)0 d)模式 2，且 i(t)0电流为正时，VD1 和 VD4 导通,交流电源输出能量,直流侧吸收能量,电路处于整流状态；电流为负时，V1 和 V4 导通;交流电源吸收能量，直
2、流侧释放能量，处于能量反馈状态。电流为正时，V2 和 V3 导通,交流电源和直流侧都输出能量，L 储能；电流为负时，VD2 和 VD3 导通,交流电源和直流侧都吸收能量，L 释放能量。2.2 PWM 控制信号分析采用双极性 PWM 调制方法时，单相 PWM 整流器的四个功率开关管通过两个不同的控制信号控制，图 1 中开关管 V1 和 V4 同时开通或关断，而开关管*（单相桥式可控整流电路设计）- 9 -V2 和 V3 同时开通或关断，其调制的 PWM 控制信号如下图 3。图 3 双极性 SPWM 调制原理通过双极性 SPWM 调制策略，使得交流测的电压在交流测电压 uab(t)将在Vdc和Vd
3、c 间切换。2.3 交流测电压电流的矢量关系稳态条件下，PWM 整流电路交流侧电压、电流矢量关系如图 4 所示。图 4 稳态条件下 PWM 整流电路交流测的电压电流矢量关系图中，为交流电网侧电压相量，为交流测电压相量，为交流测电SU ABU LU*（单相桥式可控整流电路设计）- 10 -感电压相量，为交流测电流相量。SI为简化分析，对于 PWM 整流电路，只考虑基波分量，忽略谐波分量，且不计交流侧电阻。从上图分析得：当以交流电网侧电压相量为参考时，通过控制交流侧电压相量即可实现 PWM 整流电路的四象限运行。若假设交流侧电流相量不变，因此抚也固定不变，在此情况下，PWM 整流电路交流侧电压SI
4、LSUwLI相量端点运动轨迹构成了一个以为半径的圆。ABU LU当交流侧电压相量端点位于圆轨迹 A 点时，交流侧电流相量将比交流电网侧电压相量滞后 90，此时，PWM 整流电路电网侧呈纯电感特性，如图 4(a)所示。当交流侧电压相量端点位于圆轨迹 B 点时，交流侧电流相量与交流ABU SI电网侧电压相量平行且同向，此时 PWM 整流电路电网侧呈正电阻特性，如图SU4(b)所示。当交流侧电压相量端点位于圆轨迹 C 点时，交流侧电流相量ABU比交流电网侧电压相量以超前 90，此时 PWM 整流电路电网侧呈纯电容特SU性，如图 4(c)所示。当交流侧电压相量端点位于圆轨迹 D 点时，交流侧电ABI流
5、相量与交流电网侧电压相量平行且反向，此时 PWM 整流电路电网侧呈负SISU电阻特性，如图 4(d)所示。3.单相电压型 PWM 整流电路的设计3.1 主电路系统设计为了结合实际情况，本设计将考虑直流侧电感的电阻，在输出侧增加一个LC 滤波电路，是输出的结果纹波更小。其电路如下图 5 所示。*（单相桥式可控整流电路设计）- 11 -图 5 所设计单相 PWM 整流的主电路3.2 IGBT 和二极管的选型设计此电路的输入电压为交流 220V，输出功率要达到 3KW。交流电压的峰值为311V，考虑到一定的裕量，IGBT 的耐压值可取 600V。另外由于此 PWM 整流电路为升压 boost 电路，
6、输出的电流最大值平均 10A，考虑一定的裕量，可选择最大电流为 20A 的 IGBT。对于整流二极管，可根据上述电压电流的分析，可以选择二极管的反向击穿电压为 600V，电流 20A。3.3 交流侧电感的选型设计在单相电压型 PWM 整流器工作过程中，整流器交流侧电感在电路中起着能量传输的作用，肩负着将交流侧能量传递至直流侧的任务，交流侧电感的选型对于整流器输入电流波形的控制起着至关重要的作用。交流侧电感的取值不仅影响到电流环的动、静态性能，而且还决定着电压型整流器的输出功率、功率因数以及整流器输出直流电压的好坏。交流侧电抗器隔离电网电压与整流器交流侧电压，通过对整流器交流侧电压的控制，实现
7、PWM 整流器的四象限运行，同时滤除电压源型整流器交流侧谐波电压，从而实现电压源型整流器交流侧电流正弦，使电压型整流器具有 Boost 特性的 PWM AC/DC 电源，在 PWM 整流器获得良好的直流电压同时，还可以实现系统功率因数可调，谐波电流小等特性。选型考虑因素一：整流器交流侧电感压降不能太大，一般小于电网额定电压的 30%。可以查阅相关书籍2可得：*（单相桥式可控整流电路设计）- 12 -200.30.3SNSNSNUULwIwP所给实际参数为，=314rad/s，=3KW，带入上述公式可得：220SNUV0P。15.4LmH选型考虑因素二：交流侧电流在一个开关周期内电流的最大超调量
8、尽可能小，一般小于交流侧额定基波电流峰值的 1020%。可以查阅相关书籍2可得：0(2) 0.2 2dcSNSNsUUULP f所给实际参数为，=3KW，带入上述公220SNUV10sfKHz0P400dcUV式可得：。9.22LmH所以选择的交流侧电感的值，此处选择中间值9.2215.4mHLmH。12LmH如果根据以上约束条件计算出的电感取值存在矛盾时，表示电感选型限制条件过于苛刻，应当根据实际情况放宽条件，然后再重新计算。总之，电感较大时，对于整流器输入电流波形控制会有好处，但是同样会带来动态响应慢的缺点。电感较小时，整流器输入电流动态响应快，但是不利于电流波形的控制。所以在实际设计电感
9、时，综合考虑上述各因素，可以将整流器输入电感设计稍微大一点，便于对整流器输入电流的控制。3.4 直流侧电容的选型设计直流侧支撑电容的主要作用是当开关管关断时，为电感电流提供电流路径，缓冲冲击电流，同时该电容还储存能量，稳定直流侧电压，抑制直流侧的谐波电压。直流电容的选择是单相电压型 PWM 整流器功率电路中的重要环节，选择是否合适直接影响系统的输出特性及系统工作的安全性。在单相电压型 PWM 整流器中，引起电容电压波动的原因在于负载变化引起的瞬态过程中输入及输出的功率不平衡。特别是当整流器的工作模式是能量最大功率由交流侧流向直流侧，到能量最大功率由直流侧流向交流侧时刻（或者相反的工作状态） 。
10、此时输入输出功率偏差最大，瞬态过程最长，并且瞬态过程引起的能量偏差将全部积累在直流母线支撑电容上面，这将引起直流电容上*（单相桥式可控整流电路设计）- 13 -较大的电压波动。由能量守恒定律，交流侧开关频率次电流脉动能量变化最大值等于直流支撑电容上能量脉动最大值。可由相关文献2可得，在选择直流母线支撑电容的时候，为了减小直流侧电压纹波，选择直流电容标准为： 22SSrdcdcrLI ICU U所给实际参数为，为交流测输入的电流值，取400dcUV12LmH SI3000/220=13.6A,为交流侧输入电流的纹波系数，取 10%，为直流侧输SrIdcrU出电压的纹波系数，取 2%。带入上述公式
11、可得：，为了使输出直流成分更大，此处可取大于139CuF10 倍，即取。1600CuF3.5 直流侧 LC 滤波电路的设计分析整流器工作在单位功率因数，忽略整流器损耗。从电网提供的瞬时功率可以看到，整流器输入功率包含恒定的直流分量和 2 倍电源频率脉动的交流分量。如果直流侧瞬时功率存在 2 倍于电网频率的交流分量，此 2 倍于电网频率的交流分量会在直流母线支撑电容上产生 2 倍于电网频率的交流电压，即直流母线支撑电容上的电压是一个直流电压叠加一个 2 倍于电网频率的交流电压。如果在直流支撑电容两端并联一个谐振频率为 2 倍电网频率的 LC 滤波器，使得 2 倍频交流电流分量流过该谐振滤波器，使
12、得流入直流母线支撑电容的电流仅仅是直流分量，那么直流母线电压必然是稳定的直流电压。因此，为了使单相电压型 PWM 整流器输出电压仅为稳定的直流电压，需要在直流母线电容两端并联谐振频率为 2 倍于电网频率的 LC 谐振滤波器。在实际问题中，设计直流侧 LC 谐振电路时，主要考虑以下两个方面的问题：（1）LC 谐振滤波器的谐振频率是 2 倍于交流侧输入电压频率。（2）将电容 C 取得稍微大一点。谐振频率为：1 2fLC*（单相桥式可控整流电路设计）- 14 -4.单相 PWM 整流电路的仿真及分析4.1 整流电路的 simulink 仿真运用 matlab/simulink 对此单相 PWM 电压
13、型整流电路进行仿真，可由上述参数选择公式计算出参数，其仿真参数如下：单相交流电压220V整流器输入侧电感12mH 整流器输入侧电阻0.1直流侧电容1600uF 直流侧负载电阻50直流侧负载电阻400V IGBT 开关频率10kHz输出功率3KW仿真电路控制信号方式采用直接电流控制，仿真电路图如图 6 所示。图 6 单相电压型 PWM 整流电路仿真通过电压和电流反馈，然后再与三角载波做比较，得到两组互补的 PWM控制信号，去控制 IGBT 的通断，已达到最后输出电压维持在 400V 附近。仿真后的输出电压波形如下图 7 所示，可以看出在 0.02 秒之前上升的非常快，之后就基本维持在 400V
14、左右，有一定的纹波，其直流成分相当高。*（单相桥式可控整流电路设计）- 15 -00.050.10.150.20.250.30.35-50050100150200250300350400450图 7 单相电压型 PWM 整流输出的电压波形直流侧电压稳定时输出直流电压波形的效果，可见输出直流侧电压波形较理想，与理论分析的基本一致。下图 7 为单相电压型 PWM 整流输入电压电流波形，从中可以看出两者之间的关系。-400-200020040000.050.10.150.20.25-40-20020406080100图 8 单相电压型 PWM 整流输入电压电流波形经过 PWM 整流器后，稳定时输入电
15、流与输入电压基本同相位，在同时取得最大值和最小值。出仿真电路稳定运行后交流侧电流为规则正弦波且与交流侧电压同相位。这样，输入效率也就提高了，经这种方式整流，其功率因数可以无限接近于 1，对电网的谐波干扰很小。对于控制信号 PWM，四个 IGBT 的触发信号如下图 9 所示，其中 VT1 与*（单相桥式可控整流电路设计）- 16 -VT2 的控制信号互补，VT3 与 VT4 的控制信号互补。00.511.500.511.500.511.50.0760.0780.080.0820.0840.0860.08800.511.5图 9 调制后控制信号 PWM 的波形4.2 对 simulink 仿真结果
16、的分析仿真中，若交流测电感或者直流侧电容参数设计的不合理，那么仿真的波形将相差甚远，这说明了电感电容的参数是 PWM 整流电路实现功能的关键因素。另外对于 IGBT 来说，其开关频率一般不超过 20kHz，此仿真中使用的是10kHz 的开关频率。可以看出输出电压的纹波还是比较大，其输入电流的脉动也比较明显，这与开关频率直接相关。当改变参数时，其仿真结果有较大的变化，例如将直流侧电容改为C=160uF 时，其稳态输出电压的纹波较大，如下图 10。*（单相桥式可控整流电路设计）- 17 -00.010.020.030.040.050.060.070.080.090.1-1000100200300400500600700800图 10 当直流侧电容参数取值偏小时（C=160uF）的输出电压波形另外，对于 IGBT 的模型，仿
