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1、什么叫趋肤效应?趋肤效应的定义对于每个电气参数，必须考虑其数值有效时的频率范围。传输线的串联电阻也不例外。与其他参数一样，它也是频率的函数。图4.10 画出了 RG-58/U 和等效串联电阻与频率的函数曲线。图中采用对数坐标轴。图4.10 以相同的坐标轴绘出了感抗WL 的曲线。当频率低于W=R/L 时，电阻超过感抗， 电缆表现为一个RC 传输线。当频率高于W=R/L 时，电缆是一个低损耗传输线。当频率高于0.1MHZ 时，串联电阻开始增大。这导致更多的衰减，但相位保持线性。这种电阻的增加称为趋肤效应（SKIN EFFECT ） 。传播因数的实部和虚部（ R+JWL ） （JWC） ）1/2 在
2、图 4.11 中绘出，损耗单位为标培，相位单位为 RAD （弧度）。1 奈培等于8.69DB 的损耗。图中显示了RC 区域、固定衰减区域和趋肤效应区域。如图所示，相对于RC 区域和趋肤效应区域，低损耗区域非常窄。是什么导致了趋肤效应，它与导体外表层有什么关系呢？1、趋肤效应的机理在低频时， 电流在导体内部的分布密度是均匀的。从导线的截面图看，中心和边缘区域电流的流量是相同的。在高频时， 导线表面的电流密度变大，而中心区域几乎没有电流流过。电流分布的变化如图4.12 所示，低频时电流均匀地填满整个导线，高频时电流只从接近导线表面的地方流过。为了形象地证明高频条件下电流的分布，首先假设导线纵向切成
3、多层同心的长管，就像树桩上的年轮。自然对称的形状可以阻止电流在环间流动，所以必须无误差地切割，所有电流绝对平行于导线的中心轴。现在导线被切成许多环，我们可以分别考虑每个环的电感。靠近中心的环， 像长而薄的管道，比外部的环有更大的电感。我们知道， 在高频条件下， 电流将从电感更低的通路流过。因此，高频条件下可以预计从外环通路流过的电流比内环更多。实际上正是如此。在高频条件下，绝大多数的电流聚集在靠近导体的外表面。趋肤效应的作用力甚至比仅仅基于各个环管电感的预测作用更显著，实际上， 环管间的互感也迫使电流紧贴着导线的外表面流过。电流渗透的平均深度，称为趋肤深度。在高频条件下，趋肤深度是相当薄的。随
4、着向内部的接近，在趋肤效应作用下，导体内部电流密度按指数规律下降，平均电流深度是频率W、导体的磁介系数U、电阻系数P 的函数：由于大多数电流在导体表面附近的一个薄的管道中流动，可以想象这个导体的视在电阻会大大增加。 增加的大小是趋肤深度的函数。导体的视在电阻与电流流经的深度成反比。上式表明，趋肤深度与频率的平方根成反比。综合这些因素，导体的AC 电阻与频率的平方根成正比增长。趋肤深度是材料的一个属性，随导体材料的整体导电率的不同而变化。它不是导体形状的函数。图 4.13 绘出了铜的趋肤深度与频率的函数曲线。图 4.13 中的第二条曲线给出了AWG24图形铜导线的电阻相对于频率的变化。当频率足够
5、低时，趋肤深度等于或大于导线的半径，我们只考虑导线的总DC 阻抗（电流分布在整个导体内）。当趋肤深度小于导线半径时，每个英寸的电阻与频率的平方根成正比增长。下式给出了趋肤深度在有限范围内的电阻。其中， D=线路直径， IN RAC=AC 阻抗， /IN PR=相对电阻系数（相对于铜）铜=1.00 F=频率， HZ 在实践中， 运用上式存在的问题是，低频时得出的电阻值为零。我们知道，直流时导线电阻是一个非零值。下式试图将AC 和 DC 电阻模型合并到一个公式中。对于该复合模型，没有一个封闭型的解：下式仅仅是一个有用的近似。这一方程工更好地模拟了物理现实：低频时电阻保持常数，高频时电阻随频率的平方
6、根成正比增长。 电阻开始增长时的频率，等于趋肤深度开始小于导体厚度时的频率。对于圆形导体临界深度等于导体半径。对于扁平的矩形导体，例如印刷电路板走线，临界深度为导体厚度的一半。对于方形导体，采用上两式时，用方形导体的周长替代D，以英寸为单位。表 4.1 列出了各种导体中趋肤效应开始起作用的频率。如果趋肤效应是一种表面化现象，那么增大表面面积应该对趋肤效应有所帮助。LITZ电缆正是这样做的。一段LITZ 电缆多股导线构成，每股导线彼此之间都是绝缘的，以特定的绞合方式编织到一起。这一绞合保证了每股导线都受一同样大小的磁力作用，使得每股导线中流过的电流相等。多股导线使总表面积增大，降低了趋肤效应的电
7、阻。LITZ电缆用于巨型超导电电磁线圈以及频率可达1MHZ 的电机转子中。超过这个频率，使每股导线中的电流保持均衡就变得几乎不可能了。本文来自 : DZ3W.COM 原文网址： http:/ 2、趋肤效应区的频率响应用式（）替代式（）中的R，可以预测出工作在趋肤效应区的传输线的衰减和相移。以 DB 为单位的传输损耗与电阻成正比，式（）。电阻与频率的平方根成正比。所以衰减的分贝数必然与频率的平方根成正比。这一结果清楚地显示在RG-174/U衰减曲线中，见图4.14。介绍传输线理论的文章常常重点关注图4.14 的中心区域，位于RC 区和趋肤效应区之间。在这个中心区域，电缆衰减随频率的变化是平坦的，
8、不存在相位失真，而且特性阻抗也是平坦的，在这个区域， 电缆看起来是理想状态。在实际情况中， 即使这个理想的工作区域存在，也是在很窄的范围以内。在趋肤效应区， 电缆的长度减少一半会使它的频率响应有4 倍的改善。 这是因为衰减与电阻和长度之积成正比。 当我们减少一半的长度，衰减也将减少一半。 当我们把频率增加4 倍时，衰减则增加两倍。对于普通的数字传输线，总电阻限制在式（）的条件之内就仍然可以使用，但阻抗呈现出随频率而变化的特性。以数字转折频率点的趋肤效应电阻代入式（），会得到一个保守的精确结果。坚持这一准则，我们的传输电路总是会工作得很好，实际通过的上升沿将不会失真。长距离的数字传输系统，采用的
9、数据接收器比通常的TTL 电路具有更大的电压容限，可以容忍大于0.2DB 的损耗。损耗预算越大，可以使电路的工作距离越长。采用式（）直接算出数字转折频率处的预期损耗。在前式中加入趋肤效应电阻式（）作为R项。在数字转折频率处限定损耗不超过0.5DB，可以使每个上升沿的95%的幅值都能通过。 如果能够容忍一定程度的上升时间劣化，那么当计算0.5DB 损耗的限定时，可以使用其转折频率值来算出到达接收器时所希望的信号上升时间。长距离通信的另一个技巧是使数据编码具有相同数量的1 和 0，然后让它通过一个交流耦合网络。这个交流耦合的网络去除了数字信号中由驱动器产生的任何直流偏置分量。其结果是波形的高电平和
10、低电平偏移相等。这个信号的接收器应该具有一个精确的过零决门限。这一方法能够容忍更大数量的衰减。限制了连续1 或 0 的最大数目的传输编码还能够容忍更大一些的衰减。图4.15 举例说明了对于一个编码长度受限的系统，最坏情形下的码型。在A 点，数据发送器开始传输一长串连续的 1。在 B 点该长电缆的有限频率响应已经上升到一个最大值。在C 点，这个小的数据脉冲通过，该数据脉冲的有效效率是FCLK/2 ，而整个数据码型的有效频率为FCLK/4N 。如果这个电缆在FCLK/2 处的频率响应幅值是在FCLK/4 处幅值的一半， 那么 C 点脉冲决不可能超过零点门限，而接收器也无法检测到它。一个良好的习惯做
11、法是，保证电缆足够短，以使一个编码长度受限系统相应的频率响应之比大于 7： 10：超出这个距离限制，就需要采用模拟信号的均衡方式。3、趋肤效应区内的传输线阻抗一旦越过临界频率R/L，WL 项随 W 呈线性增长，而R（W）项因趋肤效应项也会与W1/2成正比增长。 R （W） 项相对于WL 值一直很小， 因此由式（）给出的阻抗值仍然固定在（L/C ）1/2。传输线的输入阻抗受趋肤效应的影响并不大。本文来自 : DZ3W.COM 原文网址： http:/ 当电流的频率在1khz以下时，趋肤效应不明显，而达到100khz时，电流明显地集中于表面附近。趋肤效应的原因就是涡流。当交变电流i 通过导线时，在
12、它的内部和周围空间就产生环状的交变磁场b ，而在导线内部的交变磁场激发了涡流i，如图 11-13所示。 根据楞次定律， 感应电流的效果总是反抗引起感应电流的原因的，所以涡流i 的方向在导体内部总是与电流i 的变化趋势相反，即阻碍i 的变化，而在导体表面附近，却与i 的变化趋势相同。于是，交变电流不易在导体内部流动，而易于在导体表面附近流动，这就形成了趋肤效应。趋肤效应的产生，使导线通过交变电流的有效截面积减小了，导线的电阻增大了。为改善涡流所造成的这种不利情形，通常采用两种方法：一种方法是采用相互绝缘的细导线束来代替总截面积与其相等的实心导线，这种方法实际上是抑制涡流；另一种方法是在导线表面镀
13、银, 这种方法实际上是降低导线表面的电阻率。趋肤效应和集束效应电子学习2009-11-24 16:31:24 阅读 290 评论 0 字号：大中小在低频的情况下，导体内部的电流密度是均匀的，在中心流动的电流和边缘的电流密度是相同的。但当频率逐步增加时，流动电荷会渐渐向边缘靠近，甚至中间将没有电流通过。与此类似的还有集束效应，现象是电流密集区域集中在导体的内侧，见下图：这两种现象不同之处在于前者与频率密切相关，而后者主要和导线中心距与直径的比值有关。这里我们主要考虑趋肤效应，计算趋肤深度S（Skin Depth ）的公式如下：S= 这里 P 表示导体的电阻率，代表频率（单位：弧度 /秒） ，代表
14、圆周方向的磁率。从公式可以看到，趋肤深度和频率的平方根成反比。由于趋肤效应引发的关键问题是导体电阻的增加，传输线的总电阻为：（ ）其中 RDC 是直流电阻，它不随频率的变化而变化，RAC(f) 是指交流电阻，它的大小为：D 是指导体的直径，f 指频率， pr 是指以 1 盎司沉铜为基准的相对电阻率。方程表现出来的物理意义为：当低频的时候，不考虑交流电阻，所以导体的电阻是恒定的，随着频率的增加，当达到一定的频率时，总的电阻开始正比于频率的平方根，这个临界频率就是在趋肤效应出现的时候，也就是当趋肤深度小于等于导体厚度的时候，对于圆形的导体，临界状态是趋肤深度等于导体的半径，对于 PCB 板上的微带
15、线来说是趋肤深度等于导体厚度的一半。从实际情况看，对于通常的1 盎司沉铜， 5MIL 线宽的 PCB 板来说，当频率达到14MHZ 就会产生趋肤效应。那么，趋肤效应在实际的布局布线中有什么具体影响呢？对于较短的传输线，我们把它当作是理想的，可以不考虑传输过程中的耗损，但实际电路中，尤其是长距离传输的电路，就不能不考虑传输线电阻存在而导致的额外耗损。一般认为，传输线上的损耗如果在0.2dB ，也就是在2%以下，可以被看成是低损耗的传输线，一旦超过这一限度，则是应该尽量避免的。根据单位传输线损耗的经验公式：Loss(per inch)=4.34R/Z0dB（详见 Johnson 的 High-speed digital design） 。可以计算得到低损耗传输线所允许的最大（ x 英寸）总电阻： Rx=0.046Z0 ，Z0 为传输线特征阻抗。当频率较高，趋肤效应比较严重的时候，我们要确定最大的布线长度就必须考虑到由于趋肤效应而引起的电阻变化。纯粹的炒作!我们知道影响电缆传送的主要是交流电阻，根据JB-T 10181.1-2000 等效IEC60287-1-1 电缆载流量计
