运放稳定性分析详解（二）

《运放稳定性分析详解（二）》由会员分享，可在线阅读，更多相关《运放稳定性分析详解（二）（14页珍藏版）》请在金锄头文库上搜索。

1、运放稳定性运放稳定性 第第 2 部分（共部分（共 15 部分）：运放网络，部分）：运放网络，SPICE 分析分析 作者：作者：Tim Green，德州仪器公司，德州仪器公司 2.0 引言引言 本系列第 2 部分将着重分析运放电路（尤其是两种常见运放网络）的稳定性。重要的是必须在进行 SPICE 仿真前 先进行 1 阶分析（主要用您的经验来进行人工分析）。请记住，如果您不掌握仿真前看到的东西，则电路仿真程 序将导致 GIGO（“垃圾进垃圾出”）。我们将用 SPICE 环路增益测试法来进行，以便绘制 Aol 曲线、1/曲线及 环路增益曲线的波特图。另外，我们还将采用易于构建的运放交流 SPICE

2、模型，以便对任何运放电路的交流稳定 性进行快速分析。 在本系列中，我们将采用称为TINA的通用SPICE仿真软件来分析运放电路的稳定性并给出相应的结果。通常将此 软件称为Tina SPICE，您可以在 上找到它的各种版本。尽管所给出的一些SPICE技巧 是针对TINA的，但您也会发现，您采用的其他SPICE软件也可从这些技巧中获益。 2.1 SPICE 环路增益测试环路增益测试 图 2.0 为 SPICE 环路增益测试的详细示意图。LT 提供一个直流闭环电路，因为每一个交流 SPICE 分析都要求有 一个直流 SPICE 分析。在进行交流 SPICE 分析时，随着频率增加，CT 将逐渐变成短路

3、而 LT 将逐渐变成开路， 因此，可用一个 SPICE 程序来运行所有有关运放交流稳定性的信息。利用图 2.0 给出的公式，很容易从 SPICE 后处理上得到运放 Aol、环路增益以及 1/ 幅度与相位曲线。尽管有其他一些方法可用来“打破环路”并用 SPICE 来进行交流分析，但图 2.0 所示方法证明是一种误差最小以及在 SPICE 中造成数学差别最小的方法。 Op Amp Aol Gain = dBVM(2) / VM(1) Op Amp Aol Phase = VP(2)- VP(1)Loop Gain = dBVM(3) / VM(2) Loop Gain Phase = VP(3)

4、VP(2) 1/ = dBVM(3) / VM(1) 1/ Phase = VP(3) VP(1)+-ZFZI+-RLVIN123CT 1GFLT 1GH图图 2.0 SPICE 环路增益测试环路增益测试 图字： 运放 Aol 增益dBVM(2)/VM(1) 运放 Aol 相位VP(2)-VP(1) 环路增益dBVM(3)/VM(2) 环路增益相位VP(3)-VP(2) 1/dBVM(3)/VM(1) 1/ 相位VP(3)-VP(1)。 2.2 运放网络与运放网络与 1/ 图 2.1 给出了两种常见的运放网络ZI 与 ZF。我们将首先单独对这两种网络进行 1 阶分析，如果与我们的预测 结果一致

5、，则再用 Tina SPICE 来对运放电路进行仿真与验证。1 阶分析的关键是采用我们在本系列第 1 部分中介 绍的直观器件模型与少许直觉。 Page 1 of 1 +-+-VINVOUTRFRIRnCnRpCpZI INPUT NetworkZF FEEDBACK Network图图 2.1 两种常见运放网络：两种常见运放网络：ZI 与与 ZF 图字：ZI 输入网络、ZF 反馈网络。 2.2 ZF 运放网络运放网络 让我们先对图 2.2 所示ZF网络进行 1 阶分析。这是一个运放电路中的反馈网络，其中Cp在低频上为开路，且低频 1/变成如图所示的简单RF/RI。而在其他极端频率上（例如高频）

6、，Cp为短路且高频 1/变成(Rp/RF)/RI。但当 Cp短路时，由于Rp Max Gain (i.e 120dB Max Gain)?# Ticks = Upper Limit Lower Limit/20 + 1# Ticks = 120- (-20)/20 + 1 = 8 图图 2.8 ZF 分析的分析的 Tina SPICE 增益再定标增益再定标 图字：右击 y 轴然后选择“属性”、下极限最近 20dB 最大增 益（例如 120dB最大增益）、滴答数（上极限下极限）/20+1、滴答数120-(-20)/20+1=8 此外，为便于对相位曲线读数，我们将 y 轴再定标为更为熟悉的 45/

7、格刻度。我们的“相位再定标”技巧如图 2.9 所示。右击 y 轴并选择“属性”，将弹出一个窗口。现在选择用于定标的适当“滴答”数的奥秘是，先将“下极 限”设置为最近，即使增加 45也小于所示的默认“下极限”。然后再将“上极限”设置为最近，即使增加 45也 大于所示的默认“上极限”。从新的“下极限”上减去新的“上极限”并除以 45。将结果加 1，我们即算出了获 得我们熟悉的 45/格 y 轴定标所需的适当“滴答”数。 ?Right click on Y-Axis again and select “Properties”?Lower Limit = Nearest 45 degrees Max

8、Phase (i.e +180 degrees Max Phase)?# Ticks = Upper Limit Lower Limit/45 + 1# Ticks = 90- (-90)/45 + 1 = 5 图图 2.9 ZF 分析的分析的 Tina SPICE 相位再定标相位再定标 Page 6 of 6 图字：右击 y 轴然后选择“属性”、下极限最近 45 最大相位（例 如 +180最大相位）、滴答数（上极限下极限）/45+1、滴答数90-(-90)/45+1=5 ZF 最佳定标 Tina SPICE 仿真结果示于图 2.10。紫线表示我们的 1 阶分析预测。游标设置成偏离低频 1/B

9、eta - 3dB 处与偏离高频 1/Beta +3dB 处的精确幅度差。1 阶分析结果与预测虽然不精确，但肯定优于强大及直观的交 流稳定性分析结果。 TAol1/BetaFrequency (Hz)101001k10k100k1M10M-20.000.0020.0040.0060.0080.00100.00120.001/BetaAolAol A:(926.35; 77.79) B:(9.05k; 57.99)beta1 A:(926.35; 37.04) B:(9.05k; 23.08)abPurple = 1stOrder Analysisfp = 1kHzfz = 10kHzLo f

10、= 40dBHi f = 20dBB)n (dGai图图 2.10 ZF 分析的分析的 Tina SPICE 最佳定标结果最佳定标结果 图字：紫线1 阶分析 2.2 运放网络运放网络 ZI 让我们先对图 2.11 所示 ZI 网络进行 1 阶分析。这是一个运放电路中的输入网络，其中 Cn 在低频上为开路，且低 频 1/ 变成如图所示的简单 RF/RI。而在其他极端频率上（例如高频），Cn 为短路且高频 1/ 变成(RF/RI)/Rn。 但当 Cp 短路时，由于 RnRI，故 Rn 应在输入电阻中占优势，因此我们将高频增益近似为 RF/Rn。请注意，由 于在运放输入路径中有一个电抗元件电容，因此

11、我们知道在传输函数中的某处必定有几个极点和/或零点。在 Cn 量值与并联阻抗量值相匹配的频率上（这里 RI 占优势），我们可以预计在 1/ 曲线上会有一个零点。输入电 阻将变小，故 VOUT 开始增加。现在，在 Cn 量值与串联电阻 Rn 量值相匹配的频率上，我们预计会有一个极 点，因为随着 Cn 接近短路，净输入电阻将不再变小，而 VOUT 则会随频率的增加而变得平坦。因此通过 1 阶分 析，我们可以预计出现极点与零点位置以及低频与高频 1/ 幅度。 Page 7 of 7 +-+-VINVOUTRFRIRnCn100k 1k 10k 15.9nF? 1/ Low Frequency = R

12、F/RI = 10 ? 20dBCn = Open at Low Frequency ? 1/ High Frequency = RF/(RI/Rn) 100 ? 40dBCn = Short at High Frequency? Zero in 1/ when Magnitude of XCn= RIMagnitude XCn= 1/(2fCn)fz = 1/(2RICn) = 1kHz? Pole in 1/ when Magnitude of XCn= Rnfp = 1/(2RnCn) = 10kHz图图 2.11 ZI 的的 1/ 1 阶分析阶分析 图字： 1/ 低频RF/RI=10

13、20dB Cn在低频上开路 1/ 高频RF/(RI/Rn) 100 40dB Cn在高频上短路 当 Xcn 值RI 时，1/ 上有零点 Xcn 值. fz1kHz Xcn 值Rn 时，1/ 上有极点 fp. 10kHz 为验证 1 阶分析，我们用 Tina SPICE 构造的 ZI 分析电路示于图 2.12 中。VIN 设置为直流 0V，交流源选项则选 择为将交流幅度设置为 1。我们的交流分析设置成从 10Hz 至 10MHz，并要求保留 100 个数据点与幅度/相位数据 点用于后处理。为进行“SPICE 环路增益测试”，我们采用了带方便电压检测点（N1、N2 及 N3）的 L1、C1 与 V

14、IN。从此电路上我们可看出：Aol = N2/N1 及 1/Beta = N3/ N1。 图图 2.12 用于用于 ZI 分析的分析的 Tina SPICE 电路电路 -+U1 OPA364V1 2.5V2 2.5RF 100kRI 10kRp 1kCp 15.9nRL 100kN3N2N1L1 1GC1 1u+VINAol = N2/N1 1/Beta = N3/N1Page 8 of 8 ZI 最佳定标 Tina SPICE 仿真结果示于图 2.13。紫线表示我们的 1 阶分析预测。游标设置为偏离低频 1/Beta +3dB 处与偏离高频 1/Beta -3dB 处的精确幅度差。1 阶分析

15、结果与预测虽不精确，但肯定优于功能强大及直观的 交流稳定性分析结果。 TAol1/BetaFrequency (Hz)101001k10k100k1M10MGain (dB)-20.000.0020.0040.0060.0080.00100.00120.001/BetaAol A:(1.02k; 76.98) B:(9.92k; 57.2)Beta1 A:(1.02k; 23.91) B:(9.92k; 37.9)AolabPurple = 1stOrder Analysisfz = 1kHzfp = 10kHzLo f = 20dBHi f = 40dB图图 2.13 ZI 分析的分析的 Tina SPICE 最佳定标结果最佳定标结果 图字：紫线1 阶分析 2.3 简单运放交流简单运放交流 SPICE 模型模型 正如我们所看到的，SPICE 可以是一种用来检查 1 阶分析的强大分析工具。但对于交流稳定性分析，它要求我们 用运放模型来构建电路。有时我们没有 SPICE 模型，但却拥有我们准备使用的运放数据资料。例如，假设我们没 有 OPA364（单电源、RRIO 及 CMOS 运放，由德州仪器公司提供的 Burr-Brown 产品）的运放模型。其数据资 料给出的开环增益与相位曲线如图 2.14 所示。CM