《基于mcs-196单片机的小容量直流电动机速度控制系统设计22807》由会员分享，可在线阅读，更多相关《基于mcs-196单片机的小容量直流电动机速度控制系统设计22807（11页珍藏版）》请在金锄头文库上搜索。
1、基于 MCS-196 单片机的小容量直流电动机 速度控制系统设计1 引言在电气时代的今天，电动机在电气传动中具有重要的地位，在自动控制系统得到广泛应用和发展，而直流电动机作为一种常见的电机，因其转速调节比较灵活，方法简单，易于大范围平滑调速，控制性能好等特点，广泛用于数控机床、工业机器人等工厂自动化设备中。随着现代化生产规模的不断扩大，各个行业对直流电机的需求增大，并对其性能具有更高的要求，因此设计和制造高性能、高可靠性的直流电机控制系统有着十分重要的现实意义，目前利用单片机控制的直流电机调速系统已成为直流电机控制的主流。本次设计的是基于 80C196KC 单片机的 H 桥 PWM 控制的电流
2、、转速双闭环直流电机速度控制系统，根据设计要求完成了整体方案设计，以及控制系统硬件电路的设计，本文将介绍 80C196KC 单片机控的 H 桥 PWM 的整体设计，并对各个部分的硬件电路功能实现作详细说明。分析了速度环、电流环以及 H 桥在直流电机调速系统中的作用。 2 调速原理 2.1 直流电动机调速原理直流电动机具有良好的起、制动性能，调速方法简单，宜于在广范围内平滑调速，在日常生活和工农业中具有广泛的应用。直流电动机各参数之间的关系式为：( 1 )CeIRaUn式（1）中 电动机转速；n电枢供电电压；U电枢电流；I电枢回路总电阻；Ra电机气隙磁通；由电机结构决定的电势系数。Ce其中：是电
3、机结构确定的常数，电流 I 是由负载决定的，因此，调节电动机的调Ce速有三种方法： 调节电枢供电电压；U 调节励磁磁通； 改变电枢回路电阻。Ra对于要求在一定范围内无级平滑调速的系统来说，以调节电枢供电电压的方式最好。改变电阻只能实现有级调速；减弱励磁磁通虽然能够平滑调速，但调速的范围不大，往往只是配合调压方案，在基速（额定转速）以上做小范围的弱磁升速。本次设计采用PWM 波控制功率 MOSFET 的开断以调节电机电枢供电电压的方式达到调压调速1。22 直流 PWM 调速基本原理直流电机 PWM 调速的基本原理如图 1，可控开关 S 以固定的周期重复地接通和断开，当开关 s 接通时，直流供电电
4、源 U 通过开关 S 施加到直流电机的两端电机在电源作用下转动，同时电机电枢电感储存能量，当开关 S 断开时，供电电源停止向电动机提供能量，但此时电枢电感所储存的能量将通过二极管 VD 使电机电枢电流继续维持，电枢电流仍然产生电磁转矩使得电机继续旋转，开关 S 重复动作时，在电机电枢两端就形成了一系列的电压脉冲波形，如图 2 所示；电机电枢电压的平均值的理论计算式为Uav（2）UTtUUavon式（2）中：为占空比，即导通时间与脉冲周期之比。由表达式可知平均电压由PWM 波的占空比及电源电压决定，保持开关频率恒定，改变占空比就能改变相应的平均电压，从而实现直流电动机的调压调速2。+-M UaS
5、VD+-U图 1 简单直流 PWM 控制电路vUUUOOiontTtt图 2 电压及电流波形3 系统总体设计方案 3.1 直流电动机调速系统原理框图80C196KC 单片机光 电 隔 离前 置 放 大MOSFET功 率H桥小容 量直 流电 动机滤波 放大电枢电流反馈PWM驱动输出A/D 转换光电码盘脉冲隔离 整形转速反馈图 3 系统整体设计方案本系统是基于 80C196KC 单片机的 H 桥 PWM 波电流、转速双闭环控制的调速系统设计，直流电动机调速系统整体设计方案如图 3 所示，反馈电流由霍尔电流传感器采集，经过滤波放大电路（模数转换利用单片机内部的 A/D 转器转换）直接送入单片机处理；
6、转速由光电码盘测量，光电码盘在工作时输出脉冲信号经过隔离、整形电路形成方波，然后直接送入单片机，由单片机内部的定时/计数器进行数据处理。单片机作为中央处理器，输出 PWM 信号，该信号经过光隔离、前置放大，驱动由功率 MOSFET组成的 H 桥，从面实现对直流电机的调压调速；通过程序所设定的算法，对反馈的电流和转速处理后，调节 PWM 信号的占空比就能使 H 桥输出的直流电压发生变化，以校正和补偿电动机的电流，通过转矩的变化校正速度的偏差，经过实时的电流、转速反馈，不断调节其 PWM 波的占空比，最终使电机稳定于某一转速下运行，从而达到调压调速的目地。4 系统硬件电路及其功能 4.1 直流 H
7、 桥 PWM 控制电路C0Q 1IRF120Q 2IRF120Q 3IRF120Q 4IRF120V D1V D3V D4V D2D C+D C-PWM 1PWM 2U bPWM 3U aPWM 4图 4 功率 MOSFET 组成的 H 桥电路本系统为小容量的直流电机调速控制系统，选择 N 沟道 IRF120 型 MOSFET 作为开关器件，自带续流二极管。H 桥电路如图 4 所示，电容 C0 主要起滤波作用，外加稳定直流母线电压，C0 的选择主要考虑直流母线电压的大小；功率 MOSFET 是电压控元件，具有输入阻抗大、开关速度快、无二次击穿现象等特点。此处，选择用 MOSTET IRF120
8、 作为开关器件， 与功率开关并联的二极管为快恢复二极管，作为续流二极管使用，当 Q1、Q4 的 PWM 信号变为低电平后，功率管 Q1、Q4 关断而 Q2、Q3 饱和导通。电枢两端所加的电压为-U，此时，电枢电流方向不能立刻改变，必须通过二极管VD2、VD3 续流，同理，当 Q2、Q3 的 PWM 信号变为低电平后，电机通过二极管VD1、VD4 续流。H 桥工作原理： 当开关 Q1 与 Q4 闭合时，负载电流从电源由流向，此时负aUbU载端点相对于点就是正电位，电机两端承受正向电压。开关 Q1 与 Q4 由控制逻辑aUbU来同步工作，在开关 Q1 与 Q4 闭合期间，控制逻辑使另一对开关 Q2
9、 与 Q3 处于断开状态。反之，当开关 Q2 与 Q3 闭合时，开关 Q1 和 Q4 断开，此时，负载电流从电源由流向，负载端点相对于是正电位，电机两端承受反向电压。通过调节 PWMbUaUbUaU信号的占空比就可改变电枢两端的平均电压，从面控制电机的转速或转向。当 PWM 信号占空比 a50%时，电枢两端电压平均值为正，电机正向转动；当 PWM 信号占空比a50%时，电枢两端电压平均值为负，电机反向转动；当 PWM 信号占空比 a=50%时，电枢两端电压平均值为 0，电机停止转动，但是此时电枢两端的瞬时值并不为 0，而是幅值接近于直流电源电压 U 的方波。由于直流电动机的电枢电感对 PWM
10、波中的高频分量有滤波作用，电动机的电流、转矩和转速中的高频分量都比较小，因此可以忽略 PWM波中的高频分量对电机特性的影响。H 桥中的四个功率 MOSFET 采用两片专用的 IR2111 集成电路驱动芯片完成驱动任务，IR2111 内部采用自举技术，使得功率元件的驱动电路仅需一个输人级直流电源；可实现对功率 MOSFET 的最优驱动，还具有完善的保护功能，它的应用可提高系统的集成度和可靠性，并可大大缩小线路板的尺寸。4.2 IR2111 芯片构成的 H 桥驱动电路H 桥的驱动电路，采用 MOSFET 和 IGBT 专用集成驱动芯片 IR2111 对 IRF120 进行栅极驱动。IR2111 内
11、置自举工作单元，栅极驱动电压范围宽，单通道施密特逻辑输入，输入与 TTL 和 CMOS 电平兼容，高端输出与输入同相，低端输出经死区时间调整后与输入反向，可同时驱动同一桥臂上的两只功率 MOSFET。4.2.1 自举原理IR2111 的悬浮自举技术是指，不管功率开关器件源极电压多少，通过自举电容和自举二极管的工作，总能保证待驱动功率器件的栅极与源极之间的电压为 1020V，即能驱动该功率器件正常工作。IR2111 内置的自举工作单元本质上是电荷泵电路，电荷泵电路的自举原理如图 5 所示，电容 C 的 a 端通过二极管 D 接，电容 C 的 b 端接幅值CCV的方波。当 b 电位为 0 时，D
12、导通，开始对电容 C 充电，直到节点 a 的电位达到VinCCV（假CCV设二极管 D 为理想二极管） ；当 b 点电位上升至高电平时，因为电容两端电压不能突Vin变，此时 a 点电位上升为 + 。所以，a 点的电压就是一个方波，最大值是 + CCVVinCCV，最小值是。可见，输出端电压平均值将高于，其波形跟随输入波形的变化VinCCVCCV而变化，但始终与输入维持一个稳定的差值，实现了自举。DVCCC Vinba Vin0VoutVccVin+Vcc图 5 自举原理 4.2.2 IR2111 外围电路U1PC817C1+5vR1+12vR2C2D5VCC1IN2com3Lo4NC5Vs6H
13、o7Vb8U1IR2111PWM 1R3R4冲冲Q1冲冲Q2冲冲Q2冲冲图 6 IR2111 外围电路如图 6 所示，为以 IR2111 芯片构成的 H 桥驱动电路，R1 和 R2 为光电耦合器的上拉电阻，其值根据所用光电耦合器的输入和输出的电流参数决定性；C1 为电源滤波电容，C2 为自举电解电容，自举电容 C2 大小的选择取决于开关频率及 MOSFET 输入电容充放电要求等。D1 为自举二极管，作为续流二极管使用，其耐压值需大于直流电压并且必须为快恢复二极管，以减小从自举电容向电源的回馈电荷。型号为 UF4007 快恢CCV复二极管，R3 和 R4 为栅极驱动电阻。单片机输出的 PWM 信
14、号经光电耦合器 PC817 后，输出至 IR2111 输入端，此处的光电耦合器对 PWM 信号起到隔离、电平转换和功率放大的作用。信号通过 IR2111 芯片，在 Ho 和 Lo 端输出一组具有一定死区时间的互补驱动信号，经过驱动电阻后用于控制 H 桥同一桥臂的两只功率 MOSFET 管，且 Ho 驱动上桥臂 Q1，Lo 驱动下桥臂 Q2。4.2.3 栅极电阻的选择R3 和 R4 为栅极驱动电阻，主要用来限制 MOSFET 的栅极电流，由于 MOSFET 的开通和关断是通过栅极电路的充放电实现的，所以，栅极电阻对 MOSFET 的动态特性有很大的影响，当栅极电阻选择较小时，栅极电容充放电较快，
15、开关时间和开关损耗减小（低频条件下，开关损耗可作为次要因素考虑） ，可避免带来的误导通，增强功率dtdu/器件的耐固性，但同时只能承受较小的栅极噪声，并可能导致栅极-源极之间的电容同驱动电路引线的寄生电容产生振荡问题。较小的栅极电阻还会使 MOSFET 开通时变dtdu/大，会导致较高的，增加了自举二极管的浪涌电压。dtdi/当栅极电阻选择较大时，功率器件开通速度较慢，应考虑栅极的瞬态电压和驱动电流。功率越大的 MOSFET 栅极电阻越小，同时对栅极驱动电路的布线也有严格的要求，应使引线电感尽可能小。4.2.4 IR2111 死区延迟特性实际应用中，需要不断的调整电机的速度，也就是在 Q1、Q
16、4 导通且 Q2、Q3 关断到 Q1、Q4 关断且 Q2、Q3 导通这两种状态间转换。这种理论上要求两组控制信号完全互补，但是由于实际的开关器件都存在导通和关断时间，绝对的互补控制逻辑会导致上下桥臂直通短路。为了避免直通短路且保证各个开关管动作的协调性和同步性，两组控制信号理论上要求互为倒相，而实际必须相差一个足够长的死区时间，即保证在某一功率器件导通的同时，是桥臂的功率器件可靠的截止，防止同一桥臂直通短路。IR2111 内部通过逻辑门器件实现 了死区时间的延迟，即由 IR2111 高端和低端输出的波形如图 7所示。其中，DT 即为定义的死区时间，IR2111 典型死区时间为 700ns10%90%90%10%HoLoDTDT图 7 IR2111 死区延迟特性4.3 电流检测电路R1 10kR3 10kRm150470nF C23745TL321R2 30k-15V+15V-15V-2+1Is3 Ii4Io5HNC-161+15V冲冲冲P0.0图 8 电流检测电路电流检测电路由霍尔
