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1、通信系统混合信号 VLSI 设计课程设计报告 通信系统混合信号 VLSI 设计课程设计报告 2003 年 12 月 31 日 作者: 唐长文, 菅洪彦 作者: 唐长文, 菅洪彦 1全差分运算放大器设计全差分运算放大器设计 唐长文 (011021361)，菅洪彦(021021061) , 复旦大学专用集成电路与系统国家重点实验室 一、设计指标 在上华 0.6um CMOS 2P2M 工艺上设计一个全差分运算放大器，设计指标如下： ? 直流增益 : 80dB ? 单位增益带宽 : 50MHz ? 负载电容 : =5pF ? 相位裕量 : 60 ? 增益裕量 : 12dB ? 差分压摆率 : 20
2、0Vs ? 共模电平 : 2.5V (VDD=5V) ? 共模负反馈单位增益带宽 : 10MHz ? 等效输入噪声 : 20nVHz ? 输入失调电压 : 4V 二、运放结构选择 Vin+Vin-Vb1Vo-Vo+Vb3Vb2CCRCCCRCM1M2M3M4M5M6M7M8M11M12M9M10 VcmfbM13CLCL图 1 共源共栅两级运算放大器 通信系统混合信号 VLSI 设计课程设计报告 通信系统混合信号 VLSI 设计课程设计报告 2003 年 12 月 31 日 作者: 唐长文, 菅洪彦 作者: 唐长文, 菅洪彦 2运算放大器的的结构主要有三种: (a)简单两级运放，two-sta
3、ge；(b)折叠共源共栅， folded-cascode; (c)共源共栅，telescopic。该运算放大器的设计指标要求差分输出摆幅为4V，即输出端的所有 NMOS 管的,DSAT NV之和小于 0.5V， 输出端的所有 PMOS 管的,DSAT PV之和也必须小于 0.5V。对于单级的折叠共源共栅和直接共源共栅两种结构，都比较难达到该要求，因此我 们采用两级运算放大器结构。另外，简单的两级运放的直流增益比较小，因此我们采用共源共 栅的输入级结构。考虑到折叠共源共栅输入级结构的功耗比较大，故我们选择直接共源共栅的 输入级，共源的输出级的结构，如图 1 所示。两级运算放大器设计必须保证运放的
4、稳定性，这 里 Miller 补偿或者 Cascode 补偿技术用来进行零极点补偿。 三、性能指标分析 1. 差分直流增益 Adm80dB 该运算放大器存在两级： （1） 、Cascode 级增大直流增益（M1M8） ； （2） 、共源放大器 (M9-M12) 第一级增益 ()135 1111313557 513357/mmm mommoomoo moomoogggAG Rggr rgr rgg ggg g= = = +, 第二级增益 ()9 2229911 911/m momoo oogAGRgrrgg= = = +， 整个运算放大器的增益： 41359 12 51335791110 (80
5、)mmmm overall moomooooggggAAAdBgg ggg ggg=+2. 差分压摆率 200 V/us 转换速率（Slew Rate）是大信号输入时，电流输出的最大驱动能力。 定义转换速率 SR: ? 输入级: max1 max|2|CCoutDSCCIdvISRdtCC= 单位增益带宽1umCgC=，可以得到1CmuCg= 111 1 111222 2DSDSuDSu effu DSCmeffIIISRVICg V= 其中1 112()DS effGSthpoxIVVVWCL= 因此，提高两级运算放大器转换速率的一种方法是尽可能增大管子 M1 的有效电压 Veff1。 ?
6、输出级: max9 max|2|CCoutDSCCLIdvISRdtCCC=+该个运算放大器的转换率1392min,DSDSCCLIISRCCC=+3. 静态功耗: 该运放没有功耗指标，这里我们以 15mW 为例简单分析一下。 运放的静态功耗： 通信系统混合信号 VLSI 设计课程设计报告 通信系统混合信号 VLSI 设计课程设计报告 2003 年 12 月 31 日 作者: 唐长文, 菅洪彦 作者: 唐长文, 菅洪彦 391013()()staticddssDSDSDSPVVIII=+ 静态功耗确定了整个电路的静态电流最大值为： 1535.00Static DC ddssPmwImAVVVV
7、=（2） 我们将该电流分配到电路的不同的地方去。 例如， 100A 给偏置电路， 2900A 给两级放大电路。 这里完全是根据设计人员的经验来确定，有可能电流的分配并不能使整个电路达到全局最优。 4. 等效输入噪声 20 nV/HZ(thermal noise) 我们知道每一个晶体管都存在噪声电流源，其功率谱密 度为 2 224()3DSfm im oxK gSKTgfWLC=+ 热噪声 1/f 噪声 我们忽略第二级的等效输入噪声， 因为第二级的输入噪 声要除以第一级的增益。输入等效噪声为 22227 ,17 12m n innn mgvvvg=+5. 相位裕量 60 度，单位增益带宽 50
8、MHz 假设运放只有两个极点。（实际上，会有两 个以上的极点，同时还会在右半平面或者左半平 面的零点）。 由于密勒补偿电容 Cc的存在， p1和 p2将会分开的很远。假定 1p 9outm p Lg C= 这三个极点从小到大的顺序以此为: 通信系统混合信号 VLSI 设计课程设计报告 通信系统混合信号 VLSI 设计课程设计报告 2003 年 12 月 31 日 作者: 唐长文, 菅洪彦 作者: 唐长文, 菅洪彦 5第一极点：()()1513357911359moomoooo p mmmCgg ggg ggg gggC+=， 第二极点： 29m p Lg C=，第三极点： 333113m p
9、gsgddbsbg CCCC=+6. 共模负反馈: CMFB 为了稳定全差分运放输出共模电压，必须设计共模负反馈电路。在设计输出平衡的全差分 运算放大器的时候，必须考虑到以下几点1: ? 共模负反馈的开环直流增益要求足够大，最好能够与差分开环直流增益相当； ? 共模负反馈的单位增益带宽也要求足够大，最好接近差分单位增益带宽； ? 为了确保共模负反馈的稳定，一般情况下要求进行共模回路补偿； ? 共模信号检测器要求具有很好的线性特性； ? 共模负反馈与差模信号无关，即使差模信号通路是关断的。 图 4 是一种共模负反馈实现结构1，该结构共用了共模放大器和差模放大器的输入级中电 流镜及输出负载。这样，
10、一方面降低了功耗；另一方面保证共模放大器与差模放大器在交流特 性上保持完全一致。因为共模放大器的输出级与差模放大器的输出级可以完全共用，电容补偿 电路也完全一样。只要差模放大器频率特性是稳定的，则共模负反馈也是稳定的。这种共模负 反馈电路使得全差分运算放大器可以像单端输出的运算放大器7一样设计，而不用考虑共模负 反馈电路对全差分运算放大器的影响。 Vin+Vin-Vb1Vb3Vb2M1M2M3M4M5M6M7M8M14VcmfbM13M17M18M19M20M15VcmM16Common Mode AmplifierDifferential Mode Amplifier图 4 共模、差模输入放
11、大器 通信系统混合信号 VLSI 设计课程设计报告 通信系统混合信号 VLSI 设计课程设计报告 2003 年 12 月 31 日 作者: 唐长文, 菅洪彦 作者: 唐长文, 菅洪彦 67. 电压偏置电路：宽摆幅电流源 Vb1Vb2Vb1MB5MB7MB8MB6MB1MB13MB14MB2IbiasMB3MB4MB10MB11MB12MB9图 5 宽摆幅电流源 在共源共栅输入级中需要三个电压偏置，为了使得输入级的动态范围大一些，图 5 中的宽 摆幅电流源来产生所需的三个偏置电压。根据宽摆幅电流源的设计要求，必须满足 123BBBWWW LLL=5613781444BBBBBBBWWWWWWW
12、LLLLLLL=1011124BBBWWW LLL=8. Miller 补偿电阻 电阻 RC可以单独用来控制零点的位置，主要有以下几种方法。 I、 将零点搬移到无穷远处，消除零点，RC必须等于 91mg。 II、 把零点从右半平面移动左半平面，并且落在第二极点2p上。这样，输出负载电容引起的极点就去除掉了。这样做必须满足条件： 12zp= 9111 1()mLCC mg CCRg= 通信系统混合信号 VLSI 设计课程设计报告 通信系统混合信号 VLSI 设计课程设计报告 2003 年 12 月 31 日 作者: 唐长文, 菅洪彦 作者: 唐长文, 菅洪彦 7得到电阻值为 61(1)L C m
13、CCRgC=+ III、 把零点从右半平面移动左半平面，并且使其略微大于单位增益带宽频率u。比如，超过 20。 1.2zu 91C mRg 1z CCR C， 并且1m u Cg C 得到电阻值为 11 1.2C mRg 四、手工计算 首先，我们必须从 CSMC 0.6um 工艺库文件中得到工艺参数: 2119/noxCA V=，255.2/poxCA V=，,0.73TH NVV=，,1.0TH PVV= 1. 确定 Miller 补偿电容 为了保证相位裕量有 60,我们要求第二极点 2p和零点z满足以下两个条件： 10zu， 22pu9110mmccgg CC,912mmLcgg CC 则
14、，0.20.2 51CLCCpFpF=。这里，我们取2CCpF=。 2. 确定两级放大器中的工作电流 共模负反溃的输入端电流与差模输入端相同，因此输入级的工作电流 ()12 121002133.33 23DSCISR CV uspfuA=， 由于有一些寄生电容，预留一些余量，我们取1200DSIA=，则,14,13400DSDSIIA=。 输出级工作电流为， ()1110088002DSCLCMFBSRICCCV uspfuA=+=, 同样，由于有一些寄生电容，预留一些余量取11900DSIA=。 3. 计算放大管的跨导 gm 根据全差分 Slew Rate 要求，111 1 11123331.522DSDSuDSu effu DSCmeffIIISRVICg V=, M1 管的有效电压， 1622 2000.42533 6.28 50 10eff uSRVsVV =, M1 管的跨导 11 1 122 2000.9420.425DS m effIuAgmVV= 通信系统混合信号 VLSI 设计课程设计报告 通信系统混合信号 VLSI 设计课程设计报告 2003 年 12 月 31 日 作者: 唐长文, 菅洪彦 作者: 唐长文, 菅洪彦 81112()mpoxDSWgCIL=1 22166(0.942)()()40.22 55.2 10200 10WWm LL
