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1、目 录2.6 大功率可控整流电路三相半波整流电路 电原理与整流波形图2-25 考虑变压器漏感时的 三相半波可控整流电路及波形2.3大功率可控整流电路2.6.1 带平衡电抗器的双反星形可控整流电路2.6.2 多重化整流电路2.6带平衡电抗器的双反星形可控整流电路的特点：适用于低电压、大电流的场合多重化整流电路的特点： 在采用相同器件时可达到更大的功率 可减少交流侧输入电流的谐波或提高功率因数，从而减小对供电电网的干扰。大功率可控整流电路2.6带平衡电抗器的双反星形可控整流电路 电解电镀等工业中应用 低电压大电流（例如几十伏，几千至几万安）可调直流电源图2-35 带平衡电抗器的双反星形可控整流电路
2、2.6.1 电路结构的特点 变压器二次侧为两组匝数相 同极性相反的绕阻，分别接 成两组三相半波电路。 变压器二次侧两绕组的极性 相反可消除铁芯的直流磁化 。 设置电感量为Lp的平衡电抗 器是为保证两组三相半波整 流电路能同时导电。 与三相桥式电路相比，在采 用相同晶闸管的条件下，双 反星形电路的输出电流可大 一倍。图2-35 带平衡电抗器的 双反星形可控整流电路带平衡电抗器的双反星形可控整流电路2.6.1 绕组的极性相反的目的：消除直流磁通势 如何实现？ 如图可知，虽然两组相电流的瞬时值不同，但是平均电流相 等而绕组的极性相反，所以直流安匝互相抵消。图2-36 双反星形电路， =0时两组整流电
3、压、电流波形带平衡电抗器的双反星形可控整流电路2.6.1 接平衡电抗器的原因： 两个直流电源并联时，只有当电压平均值和瞬时值均相等时，才能使负载均流。 双反星形电路中，两组整流电压平均值相等，但瞬时值不等。 两个星形的中点n1和n2间的电压等于ud1和ud2之差。该电压加在Lp上，产生电流ip，它通过两组星形自成回路，不流到负载中去，称为环流或平衡电流。 考虑到ip后，每组三相半波承担的电流分别为Id/2 ip。为了使两组电流尽可能平均分配，一般使Lp值足够大，以便限制环流在负载额定电流的1%2%以内。带平衡电抗器的双反星形可控整流电路2.6.1 双反星形电路中如不接平衡电抗器，即成为六相半波
4、 整流电路： 只能有一个晶闸管导电，其余五管均阻断，每管最大导通角 为60o，平均电流为Id/6。 当=0o 时，Ud为1.35U2，比三相半波时的1.17U2略大些。 六相半波整流电路因晶闸管导电时间短，变压器利用率低， 极少采用。 双反星形电路与六相半波电路的区别有无平衡电 抗器。 平衡电抗器的作用： 使得两组三相半波整流电路同时导电。 对平衡电抗器作用的理解是掌握双反星形电路原理的 关键。带平衡电抗器的双反星形可控整流电路2.6.1 由于平衡电抗器的作用使得两 组三相半波整流电路同时导电 的原理分析： 平衡电抗器Lp承担了n1、n2间的 电位差，它补偿了ub和ua的电 动势差，使得ub和
5、ua两相的晶 闸管能同时导电。 时，ubua，VT6导通，此电 流在流经LP时，LP上要感应一电 动势up，其方向是要阻止电流增 大。可导出Lp两端电压、整流输 出电压的数学表达式如下：（2-97）（2-98）图2-37 平衡电抗器作用下 输出电压的波形和平衡电 抗器上电压的波形图2-38 平衡电抗器作用下 两个晶闸管同时导电的情况带平衡电抗器的双反星形可控整流电路2.6.1 原理分析(续)： 虽然 ，但由于Lp的平衡作 用，使得晶闸管VT6和VT1同时导 通。 时间推迟至ub与ua的交点时， ub = ua ， 。 之后 ub ub ，电流才从VT6换 至VT2。此时变成VT1、VT2同时导
6、 电。 每一组中的每一个晶闸管仍按三相 半波的导电规律而各轮流导电。图2-37 平衡电抗器作用下 输出电压的波形和平衡电 抗器上电压的波形图2-38 平衡电抗器作用下 两个晶闸管同时导电的情况带平衡电抗器的双反星形可控整流电路2.6.1 由上述分析以可得： 平衡电抗器中点作为整流电压输出的负端，其输出的整流电 压瞬时值为两组三相半波整流电压瞬时值的平均值，见式（2- 98），波形如图2-37 a中蓝色粗线所示。（2-98）图2-37 平衡电抗器作用下输出电压的波形和平衡电抗器 上电压的波形带平衡电抗器的双反星形可控整流电路2.6.1 谐波分析 将图2-36中ud1和ud2的波形用傅氏级数展开，
7、可得当 =0时的ud1、ud2，即由式（2-97）和（2-98）可得 可见， ud中的谐波分量比直流分量要小得多，且最低次谐波为六次谐波。（2-99）（2-100）（2-101）（2-102）带平衡电抗器的双反星形可控整流电路2.6.1 =30、 =60和 =90 时输出电压的波形分析 需要分析各种控制角时的输 出波形时，可先求出两组三 相半波电路的ud1和ud2波形 ，然后根据式（2-98）做出 波形( ud1+ud2 ) / 2。 双反星形电路的输出电压波 形与三相半波电路比较，脉 动程度减小了，脉动频率加 大一倍，f=300Hz。 电感负载情况下，移相范围 是90。 如果是电阻负载，移相
8、范围 为120。图2-39 当 =30、60、 90时，双反星形电路的 输出电压波形 带平衡电抗器的双反星形可控整流电路2.6.1 整流电压平均值与三相半波整流电路的相等，为: Ud=1.17 U2 cos 将双反星形电路与三相桥式电路进行比较可得出以下结论：（1）三相桥为两组三相半波串联，而双反星形为两组三相半波并联，且后者需用平衡电抗器。（2）当U2相等时，双反星形的Ud是三相桥的1/2，而Id是单相桥的2倍。（3）两种电路中，晶闸管的导通及触发脉冲的分配关系一样，ud和id的波形形状一样。带平衡电抗器的双反星形可控整流电路2.6.1 多重化整流电路整流装置功率进一步加大时，所产生的谐波
9、、无功功率等对电网的干扰也随之加大，为 减轻干扰，可采用多重化整流电路。 1. 移相多重联结 2个三相桥并联而成的12脉波整流电路。图2-40 并联多重联结的12脉波整流电路2.6.2 移相30构成的串联2重联结电路星形三角形图2-41 移相30串联2重联结电路图2-42 移相30串联2重联 结电路电流波形 整流变压器二次绕组分别采用星形和三角形接法构成相位 相差30、大小相等的两组电压，接到相互串联的2组整流桥。多重化整流电路2.6.2iA基波幅值Im1和n次谐波幅值Imn分别如下： 即输入电流谐波次数为12k1，其幅值与次数成反 比而降低。 该电路的其他特性如下： 直流输出电压 位移因数
10、cosj1=cos （单桥时相同） 功率因数 =n cosj1 =0.9886cos（2-103）（2-104）多重化整流电路2.6.2 利用变压器二次绕阻接法的不同，互相错开20，可将三组桥构成串联3重联结电路： 整流变压器采用星形三角形组合无法移相20，需采用曲折接法。 整流电压ud在每个电源周期内脉动18次，故此电路为18脉波整流电路。 交流侧输入电流谐波更少，为18k1次（k=1, 2, 3），ud的脉动也更小。 输入位移因数和功率因数分别为：cosj1=cos=0.9949cos多重化整流电路2.6.2 将整流变压器的二次绕组移相15，可构成串联4重联结电路 为24脉波整流电路 其交
11、流侧输入电流谐波次为24k1，k=1，2，3。 输入位移因数功率因数分别为：cosj1=cos=0.9971cos 采用多重联结的方法并不能提高位移因数，但可使输入电流谐波大幅减小，从而也可以在一定程度上提高功率因数。多重化整流电路2.6.22. 多重联结电路的顺序控制只对多重整流桥中一个桥的角进行控制，其余各 桥的工作状态则根据需要输出的整流电压而定。 或者不工作而使该桥输出直流电压为零。 或者 =0而使该桥输出电压最大。根据所需总直流输出电压从低到高的变化，按顺 序依次对各桥进行控制，因而被称为顺序控制。并不能降低输入电流谐波。但是各组桥中只有一 组在进行相位控制，其余各组或不工作，或位移
12、 因数为1，因此总功率因数得以提高。我国电气机车的整流器大多为这种方式。多重化整流电路2.6.2 3重晶闸管整流桥顺序控制 当需要的输出电压低于三分之一最高电压时，只对第I组 桥的角进行控制，连续触发VT23、VT24、VT33、VT34使其 导通，这样第II、III组桥的输出电压就为零。图2-43 单相串联3重联结电路及顺序控制时的波形 从电流i的波形可以看出，虽然波形并为改善，但其 基波分量比电压的滞后少，因而位移因数高，从而提高 了总的功率因数。多重化整流电路2.6.21脉冲形成环节 控制电压uco加在V4基极上。V4、V5 脉冲形成V7、V8 脉冲放大图2-54 同步信号为锯齿波的触发
13、电路同步信号为锯齿波的触发电路2.9.1uco对脉冲的控制作用及脉冲形成： uco=0时，V4截止。V5饱和导通。V7、V8处于截止状态，无 脉冲输出。电容C3充电，充满后电容两端电压接近2E1(30V) 。 电容C3放电和反向充电，使V5基极电位 ，直到ub5-E1(-15V)，V5又重新导通。使V7、V8截止，输出脉冲终止。 时，V4导通，A点电位由+E1(+15V) 1.0V左右， V5基极电位 约-2E1(-30V)， V5立即截止。V5集电极电压由-E1(-15V) 到+2.1V，V7、V8导通，输出触发脉冲。 脉冲前沿由V4导通时刻确定，脉冲宽度与反向充电回路时 间常数R11C3有
14、关。 电路的触发脉冲由脉冲变压器TP二次侧输出，其一次绕组 接在V8集电极电路中。图2-54 同步信号为 锯齿波的触发电路输出同步信号为锯齿波的触发电路2.9.12. 锯齿波的形成和脉冲移相环节 锯齿波电压形成的方案较多，如采用自举式电 路、恒流源电路等；本电路采用恒流源电路。 恒流源电路方案，由V1、V2、V3和C2等元件组成V1、VS、RP2和R3为一恒流源电路图2-54 同步信号为锯齿波的触发电路同步信号为锯齿波的触发电路2.9.1 工作原理： V2导通时，因R4很小故C2迅速放电，ub3电位迅速降到零伏 附近。 V2周期性地通断，ub3便形成一锯齿波，同样ue3也是一个 锯齿波。图2-
15、54 同步信号为锯齿波的触发电路同步信号为锯齿波的触发电路2.9.1 V2截止时，恒流源电流I1c对电容C2充电， 调节RP2，即改变C2的恒定充电电流I1c，可见RP2是用来调节锯齿 波斜率的。 射极跟随器V3的作用是减小控制回路电流对锯齿波电压 ub3的影响。图2-55 同步信号为锯齿波 的触发电路的工作波形 工作原理（续）：同步信号为锯齿波的触发电路2.9.1 加up的目的是为了确定控制电压uco=0时脉冲的初始相位。 M点是V4由截止到导通的转折点，也就是脉冲的前沿。 当uco为正值时，b4点的波形由uh+ up + uco 确定。 如果uco=0，up为负值时，b4点的波形由uh+ up 确定。 V4基极电位由锯齿波电压、控制电压uco、直流偏移电压 up三者作用的叠加所定。图2-54 同步信号为锯齿波的 触发电路 三相全控桥时的情况: 接感性负载电流连续时，脉冲初始相位应定在 =90； 如果是可逆系统，需要在整流和逆变状态下工作，要求脉冲的移相范
