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1、通用通用 RFRF 器件的邻道泄漏比器件的邻道泄漏比(ACLR)(ACLR)来源来源摘要：任何通用的 RF 器件,不论是混频器、放大器、隔离器或其它器件，其邻道泄漏比 (ACLR)都受器件三阶互调失真(IM3)的影响。可推导出器件的 IM3 与三阶输出交调截点 (OIP3)之间的关系。本文介绍了估算 ACLR 的公式推导，ACLR 是 IM3 的函数。 ACLR/IMDACLR/IMD 模型模型为了了解 RF 器件的 ACLR 来源可以对宽带载波频谱进行模拟，相当于独立的 CW 副载波集合。 每个副载波都会携带一部分总的载波功率。下图所示就是这样一个模型，连续 RF 载波由四 个单独的 CW
2、副载波模拟，每个副载波的功率为总载波功率的四分之一。副载波以相同的间 隔均匀地分布于整个载波带宽内。图 1. 宽带载波信号的副载波模型图图 1 1 中的绿线从左到右分别是副载波 1、2、3 和 4。如果我们只考察左边的两个副载波(1 和 2)，可以考虑 RF 器件中的任意 IMD3 失真引起的三阶 IMD 分量。三阶失真表现为这两个 副载波两侧的低电平副载波，两个“绿色”副载波左边的第一个“红色”失真分量是这两 个副载波的 IMD3 失真结果。来自副载波 1 和 3 的 IMD3 分量在与载波 1 间距相同的频率处具有 IMD3 失真分量。这在载 波频谱的左边产生第二个“红色” IM 分量。同
3、样，来自副载波 1 和 4 的 IMD3 生成的失真 分量距离载波边缘更远。注意这里还存在其它的 IMD 分量。副载波 2 和 4 产生的 IM3 分量直接叠加在副载波 1 和 2 产生的 IMD 分量上。这一累加效应会使距离 RF 载波边缘较近的 IMD 分量的幅值比距离 RF 载波边缘较远的 IMD 分量高，产生 ACLR 失真频谱中的“肩”特性。Leffel发表的一篇论 文详细描述了来自多个副载波的 IMD 分量的这种累加。这种方法可以定量地预测单独的 IMD3 失真分量的实际电平。通过增加模型中所使用的单独 的副载波的数量可以增加模型的精度。多个宽带载波的 ACLR 性能与该模型中的
4、ACLR 非常 像，模型中每个单独的宽带载波占据总的宽带载波带宽的一部分。在宽带载波的相邻部分， 邻近最后一个载波的单载波的 ACLR 处于 IMD3 引起的失真响应的高肩位置。这导致多载波 情形的 ACLR 比单载波系统的 ACLR 差得多。再次说明，这一结果可以量化后用以精确预测 单宽带载波或多宽带载波的 ACLR 性能。这种基本方法只通过 OIP3 参数来预测 RF 器件的 ACLR 性能。 基本关系基本关系器件的三阶互调分量和三阶交调截点之间的关系如下所示：IMD3IMD3 = = (3(3 x x P Pm m) ) - - (2(2 x x OIP3)OIP3) 其中， Pm =
5、双音测试例子中的每个单音功率 IMD3 = 三阶 IM3，以 dBm 为单位，表示绝对功率 OIP3 = 三阶交调截点，表示绝对功率为了方便，可将该公式重写为相对 IMD3，即与功率电平(P)有关的 IM3 性能。IMD3IMD3 = = 2 2 x x (P(Pm m - - OIP3)OIP3)其中，Pm = 双音测试例子中的每个单音功率 IMD3 = 三阶 IM3，以 dBc 为单位，表示相对功率 OIP3 = 三阶交调截点，表示绝对功率例例 1 1以总输出功率(Ptot)为+30dBm，OIP3 为+45dBm 的功率放大器(PA)为例。这样一个 PA 的相对 IMD3 可利用上述公式
6、推导得出。但是，IM3 双音测试中每个单音的输出功率比 PA 的总输出 功率低 3dB，即每个单音+27dBm。所以利用这些值来计算该 PA 的 IMD3：Ptot = +30dBm (PA 的总输出功率) Pm = (+30dBm - 3dB) = +27dBm 每个单音OIP3 = +45dBmIMD3IMD3 = = 2 2 x x (27(27 - - 45)45) = = -36dBc-36dBc ACLRACLR 与与 IMD3IMD3 的关系的关系宽带载波的 ACLR 通过一个校正因数与双音 IMD3 性能相关。该校正的存在是由于 IMD3 性能 造成了 ACLR 性能恶化。这种
7、恶化来源于由扩频载波的频谱密度组成的各种互调分量的影响。 ACLR 与 IMD3 的有效关系如下所示：ACLRACLRn n = = IMD3IMD3 + + C Cn n其中 Cn如下表所示：No.No. ofof CarriersCarriers1 12 23 34 49 9CorrectionCorrection CnCn (dB)(dB) +3 +9 +11 +12 +13我们可以将 IMD3 和 ACLRn的上述关系式合并为一个统一的表达式，由 RF 器件的基本性能 参数来推导多个扩频载波的 ACLR。ACLRACLRn n = = (2(2 x x (P(P - - 3)3) -
8、- (OIP3)(OIP3) + + (Cn)(Cn)其中，Ptot = 所有载波的总输出功率，以 dBm 为单位 OIP3 = 器件的 OIP3，以 dBm 为单位 ACLRn = “n“ 载波的 ACLR , 以 dBc 为单位 Cn = 上述表中的值例例 2 2重复上述例子，现假设功率放大器必须产生四个载波，功率均为 250mW，总输出功率为 1W。P/载波 = +24dBm Ptot = +30dBm，总功率OIP3 = +45dBmACLRn = 2 x (30 - 3) - (45) + 12 ACLRn = -36dBc + 12dB ACLRn = -24dBc重新整理该公式可
9、推导出要得到期望的 ACLR 所需的 OIP3。重新改写后的公式如下：OIP3OIP3 = = 0.50.5 x x (2(2 x x (P(P - - 3)3) - - ACLRACLRn n + + CCn n)其中，P = 所有载波的总输出功率，以 dBm 为单位 OIP3 = 器件的 OIP3，以 dBm 为单位ACLRn = “n“ 载波的 ACLR , 以 dBc 为单位 Cn = 上述表中的值例例 3 3重复上述例子，现假设该功率放大器的四载波 ACLR 期望值是-50dBc。P/载波 = +24dBm Ptot = +30dBm，总功率ACLRn = -50dBcOIP3 =
10、0.5 x (2 x (30 - 3) - -45 + 12) OIP3 = +55.5dBm 结论结论通用 RF 器件的载波功率电平、OIP3 指标和单载波/多载波 ACLR 性能之间的关系已推导得 出。该关系适用于性能受三阶失真分量影响的 RF 器件。包括许多通用的 RF 器件，但是驱 动不能太接近饱和电平。通过观察，该模型对 ACLR 的预测精度接近2dB。参考文献参考文献1. Michael Leffel, “Intermodulation Distortion in a Multi-signal Environment,“ RF Design Magazine, June 1995, pp. 78-84. 2. Nuno Borges Carvalho and Jose Carlos Pedro, “Compact Formulas to Relate ACPR and NPR to Two-Tone IMR and IPE,“ Microwave Journal, December 1999, pp. 70-84.
