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1、由运放组成的 V-I、I-V 转换电路1、 05V/010mA 的 V/I 变换电路图 1 是由运放和阻容等元件组成的 V/I 变换电路，能将 05V 的直流电压信号线性地转换成010mA 的电流信号，A1 是比较器A3 是电压跟随器，构成 负反馈回路，输入电压 Vi 与反馈电压 Vf 比较，在比较器 A1 的输出端得到输出电压 VL，V1 控制运放 A1 的输出电压 V2，从而改变晶体管 T1 的输出电流 IL 而输出电流 IL 又影响反馈电压 Vf，达到跟踪输入电压 Vi 的目的。输出电流 IL 的大小可通过下式计算：ILVf/(Rw+R7)，由于负反馈的作用 使 Vi=Vf，因此ILVi
2、/(Rw+R7)，当 Rw+R7 取值为 500 时,可实现 05V/010mA 的 V/I 转换，如果所选用器件的性能参数比 较稳定，运故 A1、A2 的放大倍数较大，那么这种电路的转换精度，一般能够达到较高的要求。2、 010V/010mA 的 V/I 变换电路图 2 中 Vf 是输出电流 IL 流过电阻 Rf 产生的反馈电压，即 V1 与 V2 两点之间的电压差，此信号经电阻 R3、R4 加到运放 A1 的两个输入端 Vp 与 Vn，反馈 电压 Vf=V1V2，对于运放 A1，有 VNVp；VpV1/(R2+R3)R2，VNV2(Vi-V2)R4/(R1+R4)，所以 V1 /(R2+R
3、3)R2V2(Vi-V2)R4/(R1+R4)，依据 VfV1-V2 及上式可推导出：若式中 R1R2100k，R1R4=20k，则有：VfR1ViR4，得出：VfR4/R1Vi1/5Vi，如果忽略流过反馈回路 R3、R4 的电流，则有：ILVf/RfVi/5Rf，由此可以看出当运放的开环 增益足够大时，输出电流 IL 与输入电压Vi 满足线性关系，而且关系式中只与反馈电阻 Rf 的阻值有关显然，当 Rf200 时，此电路能实现 010v/010mA 的 V/I 变换。3、 15V/420mA 的 V/I 变换电路在图 3 中输入电压 Vi 是叠加在基准电压 VB(VB=10V)上，从运放 A
4、1 的反向输入 VN 端输入的，晶体管 T1、T2 组成复合管，作为射极跟踪器，起到 降低 T1 基极电流的作用(即忽略反馈电流 I2)，使得 ILI1，而运放 A1 满足 VNVp，如果电路图中 R1R2R，R4R5kR，则有如下表 达式：由式可推出：若 Rf62.5,k=0.25,Vi=15V，则 I1420mA，而实际变换电流 IL 比 I1 小，相差I2(IL=I1-I2)，I2 是一个随输入 电压 Vi 变化的变量，输入电压最小时(Vi=1V),误差最大，在实际应用中，为了使误差降到最小，一般 R1，R2，Rf 的阻值分别选取 40.25k,40k,62.5。4、 010mA/05V
5、 的 I/V 变换电路在实际应用中，对于不存在共模干扰的电流输入信号，可以直接利用一个精密的线绕电阻，实现电流/电压的变换，如图 4，若精密电阻 R1Rw500,可 实现 0-10mA/0-5V 的 I/V 变换，若精密电阻 R1Rw250,可实现 4-20mA/1-5V 的 I/V 变换。图中 R,C 组成低通滤波器，抑制 高频干扰，Rw 用于调整输出的电压范围，电流输入端加一稳压二极管。对于存在共模干扰的电流输入信号，可采用隔离变压器耦合方式，实现 0-10mA/0-5V 的I/V 变换，一般变压器输出端的负载能力较低，在实际应用中还应在输出端接一个电压跟随器作为缓冲器，以提高驱动能力。5
6、、 由运放组成的 010mA/05V 的 I/V 变换电路在图 5 中，运放 A1 的放大倍数为 A(R1+Rf)/R1,若 R1100k，Rf150k，则A2.5；若 R4200，对于 010mA 的 电流输入信号，将在 R4 上产生 02V 的电压信号，由 A2.5 可知，010mA 的输入电流对应 05V 的输出电压信号。图中电流输入信号 Ii 是从运放 A1 的同相输入端输入的，因此要求选用具有较高共模抑制比的运算放大器，例如，OP-07、OP-27 等。6、 420mA/05V 的 I/V 变换电路经对图 6 电路分析，可知流过反馈电阻 Rf 的电流为(Vo-VN)/Rf 与 VN/R1(VN-Vf)/R5 相等，由此，可推出输出电压 Vo 的表达式：Vo= (1+Rf/R1+Rf/R5)VN-(R4/R5)Vf。由于 VNVpIiR4，上式中的 VN 即可用 IiR4替换，若 R4200，R118k，Rf7.14k，R543k，并调整 Vf7.53V，输出电压 Vo的表达式可写成如下的形式:当输入 420mA 电流信号时，对应输出 05V 的电压信号。
