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1、摘要：介绍了采用 BoostPWMDC/DC 变换器的正弦波逆变器的工作原理与控制方式，这是一种新型的正弦波逆变器。 关键词：升压；DC/DC 变换器；正弦波逆变器1 引言 传统的电压型逆变器只能降压，不能升压。要升压就必须采用升压变压器，或在直流电源与逆变器之间串入 Boost DC/DC 变换器。这对于应用于 UPS 及通信振铃电源的低频逆变器来说，将会使电源的体积重量大大增加。而采用新型的 BoostPWMDC/DC 变换器组成的逆变器，将会很简单地实现升压逆变。如果在一个周期内不断地按着正弦规律改变载波周期内的占空比D，就可以输出电压成为正弦波。 2 Boost 变换器的升压特性 Bo
2、ostPWMDC/DC 变换器具有优越的无级升压变压功能，因此，可以把它直接应用于需要升压变压的高开关频率 PWM 电压型逆变器中。 Boost 变换器电路如图 1（a）所示。假定开关 S 的开关周期为 T，开通时间为ton=DT，关断时间为toff=(1D)T,而D=ton/T=01 为开通占空比，(1D)=ton/T 为关断占空比。Boost 变换器有两个工作过程。 1）储能过程在 S 开通期间ton为电感L的储能过程，其等效电路如图 1（b）所示。S 开通，输入电路被 S 短路，输入电流i1使电感L储能，加在L上的电压为电源电压US，电压方向与电流方向相同。由电磁感应定律得 在ton期间
3、，L中的电流增量为 I1on= 2)放能过程在 S 关断期间toff，为电感L的放能过程，其等效电路如图 1（c）所示。S 关断，D导通，电源与输出电路接通，电感L放能，加在L的电压为输出电压Uo与电源电压 US 之差（UoUS）,电压方向与电流i2的方向相反。由电磁感应定律得 在toff期间，L中的电流减小量为 I2off= 电路稳定后，I1on=|I2off| 所以DT=(1D)T；US=(1D)Uo 故输出输入电压变比 （1）Boost 变换器的工作波形如图 1（d）所示，可以看出：输入电流i1是连续的，输出电流i2是断续的。i1连续是因为输入电路有L的存在。 作出M=f(D)的关系曲线
4、如图 1（e）所示。由于D=01,所以,说明 Boost 变换器只能升压，不能降压。 (a)原理电路 （b）储能等效电路 (c)放能等效电路 （d） 波形图 (e)M=f(D)曲线 图 1 Boost 变换器电路的工作波形及M=f(D)曲线 3 Boost 逆变器的构成 对于 UPS 或交流电动机驱动用的逆变器，要求它必须能够双向四象限工作，所以，应将 Boost DC/DC 变换器改进成双向变换器。所谓双向变换器，就是功率既可以从输入端流向输出端，也可以从输出端流向输入端。为此，必须要解决电流反向流通的问题。最简单的解决办法是在原电路的三极管上反并联一只二极管，在原电路的二极管上反并联一只三
5、极管，三极管和二极管共同组成两个反向导通的开关 S 和 S。S 和 S 按互补方式工作。这样，不仅保证了正反向电流的流通，而且也不使等效电路的工作过程发生变化。改进后的电路如图 2（a）所示，图 2（b）为双向 Boost 变换器的M=f(D)曲线。当功率由US输送到Uo时，变换器工作在 Boost 状态，。当功率由Uo输送到US时，变换器工作在 Buck 状态，M=1D。 所谓 S 与 S 互补工作，即在DT期间 S 开通，S 关断，在（1D）T期间 S 开通，S 关断。 根据变换器变比的定义，当US为电源Uo为负载时，变比M=称为正向变比。当Uo为电源US为负载时，变比M=称为反向变比。两
6、者之间的关系为M=。令互补占空比D=1D，则 1D=D，因此，Boost 变换器的变比M=，M=1D=D。 (a)双向 Boost 变换器电路 (b)M=f(D)曲线 图 2 双向 Boost 变换器的原理电路及其M=f(D)曲线 用图 2（a）所示的 Boost 双向变换器构成的双向四象限 Boost 逆变器如图 3（a）所示，图 3（b）为双向四象限 Boost 逆变器的M=f(D)曲线。Boost 逆变器是用两个双向 Boost 变换器，共用一个电源US，在电源的负极上下对称地并联起来构成的。负载电阻R以输出差动的形式连接电路中。逆变器的 4个开关工作在如图 3（a）所示的互补方式，由电
7、源US通过上下两个双向变换器向负载R供电。当上面的双向变换器变比为M=f(D)时，下面的双向变换器的变比即为M=f(D)，D=1D。这样，逆变器 a点的电压Ua=MUS，b 点的电压Ub=MUS，负载R上的电压UL=UaUb=MUSMUS=US(MM)。根据变比的定义，逆变器的变比M=MM。 对于 Boost 逆变器，M=，M=1/D，所以 M=MM=（2） 作出与 D 的关系曲线如图 3（b）所示。 (a) Boost 逆变器电路 (b) M=f(D)曲线 图 3 Boost 双向四象限逆变器及其M=f(D)曲线 4 Boost 逆变器的 PWM 控制法 Boost 逆变器的 PWM 控制法
8、大约有 5 种，即 SPWM 控制法，滑模控制法（Sliding mode control）,电压跟踪控制法，函数控制法（Function control）和离散变量控制法。它们各有特点，适合于不同用途的 Boost 逆变器。但应用较多的是前三种控制法。 4.1 SPWM 控制法 适合于 Boost 逆变器的 SPWM 控制法有三种形式，即二阶 SPWM 控制、三阶 SPWM 控制，三阶交互式SPWM 控制。 4.1.1 二阶 SPWM 控制 Boost 逆变器的二阶 SPWM 控制电路如图 4（a）所示，图 4（b）为工作波形图。逆变器的左臂变换器按图 3（b）中的曲线工作，变比M=；右臂变
9、换器按图 3（b）中的曲线工作，变比M=;逆变器按图 3（b）中的曲线工作，变比M=MM=。由图 4（b），采样点 a 和 b 的方程为 式中：Tc为载波三角波周期； =Uc/U为 调 制 比 ； 0pTc/2； k=1，2，3，N/2； N为 载 波 比 。 （a）原理电路 （b）工作波形图 图 4 Boost 逆变器的二阶 SPWM 控制电路 脉冲宽度 占空比 D的值不是随意给定的，只与变比M有关。因此，D的实际应用值只能从图 3（b）中的曲线求出。根据已知的US和UL值，算出变比，由M在曲线上查出占空比D的值，逆变器的D工作区间则为（1D）D。 逆变器输出电压uL的傅里叶级数表示为式（3
10、） （3） 4.1.2 三阶 SPWM 控制法 Boost 逆变器的三阶 SPWM 控制电路如图 5（a）所示，图 5（b）为工作波形图。为了满足左右臂变换器中两个开关的互补工作，采用了左右臂相位参差调制法。即采用两个相位相反而幅值相同的正弦调制波，与一个载波三角波进行比较，得到两个相位相反的二阶 SPWM 波去分别控制左右臂变换器，在电容C1和C2上分别得到电压ua和ub，用uaub即可得到电压uL的三阶 SPWM 输出电压。左臂C1上电压ua由 S1和 S1产生，右臂C2上电压ub由 S2和 S2产生，左右两臂变换器工作在互补状态。当左臂的占空比为D时，右臂的占空比则为D=1D。 (a)
11、原理电路 (b) 工作波形图 图 5 Boost 逆变器的三阶 SPWM 控制电路 对于左臂，开关 S1和 S1互补工作，调制波为u=sin(kTcp)是正相位，采样点 a 和 b 的方程式为 占空比 （4） 对于右臂，开关 S2和 S2互补工作，调制波为u=sin(kTcp)是反相位，采样点 a和 b的方程式为 占空比 D= （5） 则 1D=1=D 这说明左右两臂变换器的占空比满足D=1D，两臂相互之间也工作在互补状态，即左臂变换器按图 3（b）中曲线工作；右臂变换器按图 3（b）中曲线工作；逆变器按图 3（b）中曲线工作。占空比D的值应由M来确定。当已知US和UL的值时，M=UL/US，
12、由图 3（b）曲线查出与M对应的占空比D的值。D的工作区间为（1D）D。由图 5（b）及文献1可知 （6） 由式（6）和式（3）比较可知，采用三阶 SPWM 控制法比两阶 SPWM 控制法，具有更小的谐波含量。4.1.3 三阶交互式 SPWM 控制 Boost 逆变器的三阶交互式 SPWM 控制电路如图 6（a）所示，图 6（b）为工作波形图。这种控制方式的特点是，逆变器的左臂工作在uL的正半周，右臂工作在uL的负半周，左右臂交互工作，即可使逆变器输出一个完整的电压uL波形。uL的傅里叶级数表示式与式（6）相同。占空比 D 的确定，及D工作区间（1D）D的确定，也与三阶 SPWM 控制法相同。
13、实际上，三阶交互式 SPWM 控制法是三阶 SPWM控制法的变形。 （a）原理电路 （b）工作波形图 图 6 Boost 逆变器的三阶交互式 SPWM 控制电路 4.2 滑模控制法 滑模控制法适合于变结构系统，滑模变结构控制理论产生于上世纪 50 年代，现在已发展成为一种完备的控制系统设计方法。这种控制法实质上是一种用高频开关控制的状态反馈系统。滑模控制的特点是稳定性好，鲁棒性（Robustness）强，动态性能好，实现容易。 滑模控制的原理是利用高速切换的开关控制，把受控的非线性系统的状态轨迹，引向一个预先指定的状态平均空间平面（滑模面）上，随后系统的状态轨迹就限定在这个平面上。滑模控制系统
14、的设计有两个方面：一是寻求滑模面函数，使系统在滑模面上的运动逐渐稳定且品质优良；二是设计变结构控制，使系统可以由相空间的任一点在有限的时间内达到滑模面，并在滑模面上形成滑模控制区。 Boost 逆变器的滑模控制系统框图如图 7 所示，u是逆变器的输出电压；uL为低通滤波器的输出电压（即负载电压）；uL是负载电压uL的一阶导数；ur为基准正弦电压；ur为ur的一阶导数；u是控制变量，u为高电平时，代表u最大，u是为低电平时，代表u最小；K1，KL分别是加权数，即反馈增益； 为开关控制律。控制电路由开关控制律形成电路和逻辑判断与触发电路两部分组成。 开关控制律如式（7）所示 =K1(uruL)K2
15、(uruL)0 （7） 图 7 Boost 逆变器的滑模控制系统框图 当 0 时，控制量u为高电平，代表u为u最大；当 0 时，控制量u为低电平，代表u为u最小。 用滑模控制法的 Boost 逆变器，动态性能好，系统具有降阶性和鲁棒性。滑模控制属于目标控制法，可以预先构造闭环特性，适用于动态性能要求高的 Boost 逆变器。 4.3 函数控制法 函数控制法的工作原理是：首先用开关函数表示出主电路电子开关的通断作用，得出其等效电路，并找出包含最重要控制信息的主电路动态方程式，写出开关函数与主电路变量之间的函数关系。然后在控制电路中再加入误差放大环节，并满足约束条件，从而导出开关函数与控制电路变量之间的函数关系，即得到系统的函数控制律。对于 Boost 逆变器有 （8） 式中：S动态开关函数是逆变器的输入控制量； ua，ub为逆变器 a 点和 b 点的电压； i1，i2为流过电感L1和L2的电流。 函数控制 Boost 逆变器框图如图 8 所示。图中X是逆变器的中间输出量，也是控制电路的中间输入变量。函数控制逆变器的特点是系统绝对稳定，响应速度快，无过冲与超调，能完全抑制电源电压Us及负载阻抗大，小信号扰动的影响，输出电压uL与 Boost 逆变器参数无关，能适应各种性质的负载，但实现比较困难。 图 8 Boost 逆变器的函数控制系统框图 4.4 离散控制法
