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1、由于地理环境的复杂性和多样性，用户移动的随机性和多径传播现象等因素的存在，使得移动通信系统的信道变得十分复杂，而由移动和多径传播引起的多径衰落现象则是移动信道的主要特征。在第三代移动通信系统中，可采用分集接收技术（如 Rake 接收机）合并可分离的多径信号以改善接收信号的质量。而在Rake 接收机中信道估计则是不可缺少的部分，信道参数估计的准确性对 Rake 接收质量的好坏有着直接的影响。作为第三代移动通信标准主流技术的 WCDMA，亦在基于信道估计对信号进行相干接收方面对其标准作了新的变化，在下行信道中新增了公共导频信道（CPICH） 。目前 WCDMA/FDD 标准的下行信道导频方式有两种
2、：非连续导频方式和连续导频方式。本文对这两种导频方式下的典型信道估计算法作了性能分析及比较，并给出实现模型和仿真结果。2 非连续导频方式下的信道估计算法在 WCDMA 标准中，非连续导频方式是指由系统预先定义好的专用导频符号在专用物理信道（DPCH）中与数据符号和其他控制符号时分复用。WCDMA 的上下行链路都具有这种导频方式，但导频比特时分插入的具体方式有所不同。在下行链路中，承载第一层产生的控制信息（包括已知的导频信号，功控指令和可选的 TFCI）的专用物理控制信道（DPCCH） ，与承载专用传输信道上数据信息的专用物理数据信道（DPDCH）在下行专用物理信道上时分复用传输 。图 1 给出
3、了下行链路专用物理信道的帧结构，其中 N 、N 和 N 分别表示功率控制比特、传输格式组合指示比特和导频比特的个数。基于导频辅助的信道估计算法是利用可较为准确得到的导频比特时刻的信道响应来估计其他时刻的信道响应。从 WCDMA 标准定义的 17 种下行链路 DPCH 时隙结构模式 可看到：在一个时隙中，导频比特数所占的最大比例只有 40，而最小的比例能达到 1.25，因而使用这么少的时分复用导频比特进行辅助相干接收时，对信道估计的算法就要求较高。图 1 下行链路专用物理信道的帧结构WCDMA 下行链路的扩频和扰码操作与上行链路的步骤内容相同，分为扩频、调幅、I/Q 支路映射、扰码几部分。而它们
4、的区别在于下行链路的 I/Q 支路映射发生在扩频之前，而且是 DPCH（DPDCH 和 DPCCH时分复用）的逐比特映射，而非上行链路中的 DPDCH 和 DPCCH 整个信道分别映射到 I、Q 支路。映射后I、Q 支路的数据速率为映射前的 DPCH 数据速率的 1/2。DPCH 的基带发射信号可表示为s(t)=(d (t) + jd (t)c (sc (t) + jsc (t) (1)式中，d (t) + jd (t) 是 DPCH 进行 I/Q 支路映射后再合并而成的复值码片，c 为用于正交扩频的信道化码，sc (t) + jsc (t) 为复扰码。则基带接收信号可表示为r(t)=s(t)
5、 + N(t) (2)式中， 表示第 l 条多径的复信道衰落参数，而 N(t) 则为加性复高斯白噪声。式（2）所表示的接收信号经过解扰、解扩和抽样后，第 l 径第 n 个时隙的第 k 个导频时刻的接收信号可表示为r (n,k)=(d (n,k) + jd (n,k) h (n,k) + (n,k) (k=1,N /2) (3)其中，k 为导频比特时刻的离散时间序号，d (k) + jd (k)为收发端已预先约定好的复值导频序列码片, (n,k)是第 l 径的零均值加性高斯白噪声的抽样。则从式（3）可求出第 l 径第 n 个时隙的第 k 个导频时刻的信道衰落参数估值(n,k)= r (n,k)
6、/ d (n,k) + jd (n,k) (k=1,N /2) (4) 信道参数估值与信道参数真值之间的误差为(n,k)=| (n,k) - h (n,k)|= (n,k)/ d (n,k) + jd (n,k) (k=1,N /2) (5)若假定无线信道响应连续变化，满足短时平稳，具有零阶及零阶以上的多项式特性，则可用内插的方法来估计信道各个时刻的衰落参数 ，从而实现信号重建。不同的信号内插算法各有自身的优点、缺点和适用范围，在不同的信道环境下使用，会在信号接收的性能上有很大的差异。本文这里选取了加权多时隙平均（WMSA，weighted multi-slot averaging）算法和多项
7、式内插算法这两种典型的信道估计方法进行性能上的分析和比较。WMSA 算法是先分别对当前时隙前后共 J 个连续时隙（包括当前时隙）中所有导频比特时刻的信道响应估值求平均，再将这 J 个值加权平均得当前时隙各时刻的信道估计 。而多项式内插算法则把处理窗长为 M 内的无线信道响应用 N 阶多项式描述，通过处理窗内所有导频比特时刻的信道响应估值解出这个多项式的最佳系数，则可求出处理窗内各时刻的信道估计 。在算法实现模型中，我们把 I、Q 支路上的码片流合并作为一个复值码片流来处理。复值信号经过含信道估计的 RAKE 接收机最大比合并后，再将输出的复值码片序列分裂为实部、虚部。RAKE 接收机的输出信号
8、可表示为d(m) = (6)式中， 为利用式（4）所得第 l 径导频比特时刻信道响应估值 (n,k)而求出的各时刻信道响应估值的共扼。图 2 给出基于导频辅助信道估计的 RAKE 接收模型。3 连续导频方式下的信道估计算法WCDMA 的最新标准在下行链路中定义了公共导频信道（CPICH） ，因而下行链路亦可采用连续导频方式进行信道估计。公共导频信道有固定的速率 30kb/s，扩频因子 SF 为 256，其帧结构与与图 1 相似，不同的是每一时隙的内容是发、收双方预先定义的符合序列。公共导频信道又分为主、辅两个信道 。主公共导频信道（P-CPICH）使用固定信道化码 C 扩频，由本小区的主扰码加
9、扰，每个小区只有一个主公共导频信道。辅公共导频信道（S-CPICH）可使用扩频因子为 256 的任意信道化码，由主或辅扰码加扰，每个小区可以有一个或多个辅公共导频信道。因为导频比特在与 DPCH 并行的 CPICH 中是连续发送的，所以可根据接收的导频比特估计 DPCH 中各时刻的信道衰落参数，其实现算法比非连续导频方式下的信道估计算法简单得多。和上述 DPCH 接收信号类似，第 l 径第 m 时刻的 CPICH 接收信号可表示为r = (p (m) + jp (m)h (m) + (m) (7)式中，p (m) + jp (m) 是 CPICH 经过 I、Q 路映射后第 m 时隙的复导频信号
10、。则可以求得 DPCH 的信道响应的估值为 r / p (m) + jp (m) (8) 误差为(m)=| (m) - h (m)|= (m)/ p (m) + jp (m) (9)为了减少噪声 (m)的影响，可对连续 M 个比特时刻的信道响应估值取平均，此均值则为这 M 个时刻信道衰落参数的估值。余下操作与上述导频辅助相干接收的一样，RAKE 接收机的输出信号表示式参见式（6） 。图 3 给出基于连续导频方式信道估计的 RAKE 接收模型。4 仿真研究与结果分析本文在 Matlab 及 Simulink 上建立了 WCDMA 下行链路的信号传输仿真平台，分别对上述三种信道估计算法进行基带仿真
11、。仿真参数如下：码片速率为 3.84Mcps,信号调制方式为混合相移键控（HPSK，Hybrid Phase Shift Keying） ，无线信道为瑞利多径衰落加高斯白噪声信道模型，含有三条等强度的衰落路径。仿真中未采用信道编码、交织、功率控制和发射分集模式。仿真时假设在接收端码片、符号及帧已经完全同步。仿真均是测试上述信道估计算法在由移动台快速移动引起的多普勒频移影响下的误码率性能。图 4 给出当时隙格式号取 8 时 WMSA 算法和多项式内插算法取不同参数时的误码性能曲线。从图中可以看出，在高速环境下多项式内插算法比 WMSA 算法明显较优。这是因为在高速环境下，信道响应在一个时隙内也会
12、有很大的变化，多项式内插算法能够较好地跟踪时隙内各个时刻的衰落变化，而 WMSA 算法只能给出整个时隙的平均估值，因而多普勒频移越大，其估计性能就越差。且从多项式内插算法取不同参数时的误码性能曲线看出，当 MN3 时，信道估计的综合性能最好。图 4 给出取 MN3 的多项式内插算法在不同时隙格式下的误码性能曲线。其中，时隙格式号取 8 时每时隙导频比特所占比例为 10；时隙格式号取 10 时所占比例则为 20；时隙格式号取 13 时所占比例则为 5。可见，随着在每时隙中导频比特数所占比例的减少，多项式内插算法的性能也逐渐变差。这是由于随着每时隙中导频比特数所占比例的减小，利用这些导频比特来重建
13、时隙内各时刻信道响应时产生的误差就会增大。图 6 给出了时隙格式号取 10 时基于 CPICH 的信道估计算法和多项式内插算法的误码性能比较。其中，对 CPICH 取不同增益系数来测试 CPICH 发射功率的变化对估计性能的影响，且在测试中对连续 2 个比特时刻的信道响应估值取平均以减少估计误差。从仿真结果可见，在高速移动中基于 CPICH 的信道估计算法性能比多项式内插算法较优，且性能变化比较平稳。这是由于用相对数量较小的时分复接导频比特已经不能很好的估计出快速变化的信道响应，而利用与 DPCH 并行的 CPICH 中的连续导频符号进行信道估计，在多普勒频移高达 700Hz 的情况下性能仍较
14、为良好。但当 CPICH 的增益系数变小时，估计性能也随之变差。因为 CPICH是公共信道，所以为了小区内多个用户能够准确捕获，其发射功率一般要比 DPCH 要高。但在各小区边缘，不具有发射功率控制的 CPICH 的信噪比变小，此时相当于将 CPICH 的增益系数变小，因而基于 CPICH 的信道估计性能会变差。5 结论 本文分别对基于连续导频方式和非连续导频方式的典型信道估计算法作了分析和比较，得出不同的估计算法在不同链路质量下性能优劣的结论。仿真结果表明：在基于非连续导频方式的信道估计算法中，类似多项式内插的信道估计算法能给出每时隙内各时刻的信道估值，其估计性能在高速环境下比象 WMSA
15、这样只能给出每个时隙估值的平均算法要好，但多项式内插算法的运算量较 WMSA 算法大，所以在低速环境下应用 WMSA 算法可提高运算速度且能满足误码性能的要求。当移动台离基站较近时，基于 CPICH 的信道估计算法性能要比基于非连续导频方式的算法较优，且 DPCH 中导频比特数量所占的比例越小，基于非连续导频方式的算法性能在高速环境下就越差。基于 CPICH 的算法在高速和变速环境下更能实时跟踪信道变化，且算法更为简单，不会产生几个时隙的延迟。但当移动台处于小区边缘时，基于 CPICH 的算法性能恶化，这时应用基于非连续导频方式的算法较好。在 WCDMA/FDD 第三代移动通信系统中，下行链路
16、的信道估计有基于公共导频信道（CPICH）和基于时分复用导频符号两种方式。本文就分别基于这两种方式的信道估计算法进行了性能的分析和比较，并给出实现模型及仿真结果。关键词：宽带 CDMA；信道估计；公共导频信道；Rake 接收机；时分复用 Performance Analysis and Comparison of Channel Estimation Algorithms for Downlink in WCDMA SystemsZENG Guo-liang, QUAN Jing-cai(School of Electronic and Information Engineering, South China University of Technology, Guangzhou 510640 )Abstract: In WCDMA/FDD (Wideband Code Division Multiple Access Frequency Division Duplexing), proposed for the third g
