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1、附录附录 A A 译文译文脉宽调制技术前面讨论的三相 6 阶梯逆变器既有其优点也有其局限性。由于在基波频率的每个周期仅开关六次，因此逆变器的控制简单而且开关损耗低。但是 6 阶梯波电压中的低次谐波会导致电流波形产生极大的畸变，除非使用笨重庞大的不经济的低通滤波器滤波。另外，输出电压靠整流器控制，也不可避免的带有整流器所具有的通常的缺点16。脉宽调制（PWM）工作原理由于逆变器中电子开关的存在，在恒定的直流输入电压作用下，逆变器可以通过自dV身的多次开关控制输出电压并优化输出谐波。图 5-18 解释了通过 PWM 控制输出电压的工作原理。基波电压在方波工作模式下具有最大的幅值（4） 。如图示，通
2、过产生俩1vdv /个凹口，的幅值可以被减小，随着凹口宽度的增加，基波电压将随之减小。1v图 5-18 PWM 控制输出电压的工作原理PWM 分类在过去的文献中已提出了很多的 PWM 技术，下面是对这些 PWM 技术的分类。1）正弦 PWM（SPWM） ；2）特定谐波消除 PWM（SHEPWM） ；3）最小纹波电流 PWM；4）空间矢量 PWM（SVW） ；5）随机 PWM；6）滞环电流控制 PWM；7）瞬时电流控制正弦 PWM；8）Delta 调制 PWM；9）Sigma Delta 调制 PWM通常 PWM 技术可以按电压控制或电流控制来分类，或按前馈方式或反馈方式来分类，也可以按基于斩波
3、或不基于斩波来分类。注意，前面讨论的移相控制 PWM 也是一种 PWM技术。在这一节中，将对主要的 PWM 技术做一简单的回顾。5.5.1 正弦 PWM正弦 PWM 技术在实际的工业变流器的应用中非常普及。这项技术在文献中已经得到了广泛的讨论。图 5-19 解释了 SPWM 的基本工作原理。图中频率为的等腰三角载波与频cf率 f 的正弦调制波相比较，两者的焦点确定了电力电子器件的开关时刻。例如，图中给出了开关半桥逆变器中的构成的波形，为防止的同时导通而设计的之间的14QQa0v14QQ14QQ死区时间在图中被忽略了。上述方法也被称为三角波法，次谐波法或次震荡法。波形a0v的脉冲及凹口宽度按正弦
4、规律变化，从而使其基波成分的频率等于 f 且幅值正比于指令调制电压。如图 5-20 给出了负载无中线连接的典型的线电压的相电压波形。波形的a0v傅立叶分析可以由下式给出:(5-33) ）高频成分（）（wwwtsinm5 . 0vcd0aNMV图 5-19 三相桥式逆变器正弦 PWM 的工作原理式中，m 为调制指数；w 为基波频率（rad/s） ， （与调制频率相同） ；为输出相位移，取决于调制波的实际位置。图 5-20 PWM 逆变器的线电压和相电压的波形a）线电压 b）相电压调制指数 m 被定义 (5-34)TPmVV式中，为调制波的峰值；为载波的峰值。理想情况下，m 可以从 0 变化到 1
5、，并且PVTV调制波与输出波形之间将保持着线性关系。逆变器基本上可以被看作是一个线性放大器，根据（5-33）和式（5-34）可以得出这个放大器的增益 G 为：(5-35)TVV VVGdPd5 . 0m5 . 0当 m=1 时，可以得到最大的基波电压峰值 0.5，这个数值是方波电压输出时基波电dV压峰值（4）的 78.55%。事实上，通过将某些三次谐波成分加入到调制波中，线性dv /2工作范围的最大输出基波电压峰值可以增加到方波输出时的 90.7%。当 m=0 时，是一a0v个频率与载波频率相同，脉冲和凹口宽度上下对称的方波。PWM 输出波形中，含有与载波频率相关且边（频）带与调制波频率相关的
6、谐波成分。这些频率成分可以表示为，如式（5-33）所示。式中，M 和 N 均为整数；M+N 为一个奇整数。表 5-1wwcNM给出了当载波频率与调制波频率的比值时的输出谐波。cw /w15P 表 5-1 SPWM 在时的输出谐波15w/wcm谐波成分115w15w2w15w4wM230w30w3w30w5wM345w45w2w45w4wMM由上述的输出谐波成分可以推导出，其幅值与载波比 P 无关，并将随着 M 和 N 的增大而减小。随着载波比的 P 的增大，逆变器输出线电流谐波将通过电机的漏电感得到更好的滤波，并接近于正弦波。选择载波频率需要折中考虑逆变器损耗和点击损耗。高的载波频率（与开关频
7、率相同）将使逆变的开关损耗增加，但会减少电机的谐波损耗。最有的载波频率选择应使系统的总损耗减小。PWM 开关频率的一个重要影响是当逆变器向电机提供功率时由磁滞效应产生的噪声（也称为磁噪声）。这种噪声可以通过随机的改变 PWM 开关频率而减轻（随机 SPWM）,通过吧开关频率增加到高于音频范围，也可以把这种噪声完全消除。现代高速 IGBT 可以很容易的实现这种无音频噪声的变频传动。逆变器输出端的低通滤波器也可以消除这种噪声。1.过调制区操作 当调制指数 m 接近于 1 时，在正，负半周期中间位置附近的凹口和脉冲将趋于消失。为了使器件能有一个完整的开关操作，应保持一个最小的凹口和脉冲宽度。当这个最
8、小脉宽的凹口和脉冲消失时，负载电流会有一个瞬态跳变。对 IGBT逆变器，这个跳变可能是比较小的；但对于电力 GTO 晶闸管逆变器，由于器件变速的开关，这个跳变会很大。m 的数值可以增加到大于 1 进入准 PWM 区域，图 5-21 所示为正半周期操作。图中在正半周期中间附近脉冲向下的凹口不见了，从而给出了一个具有a0v较高的基波成分的准方波输出。如图 5-22 所示，在过调区，传递特性是非线性的，波形中重新出现了 5 次和 7 次谐波成分。随着 m 数值的增加，即调制信号的增大，最终逆变器将给出一个方波输出，器件在方波的上升沿开关一次，在下降沿开关一次。在这种情况下，输出基波相电压峰值达到 4
9、（0.5）/，即达到 100%的输出，如图 5-22 所示。dV图 5-21 过调制区的波形 图 5-22 SPWM 过调制输出传递特性2.载波与调制波频率的关系 对于变速传动，逆变器输出电压和频率应按图 2-14所示关系变化。在恒功率区，逆变器以方波模式工作从而可以获得最大电压。在恒转矩区，逆变器输出电压可以采用 PWM 控制。通常希望逆变器工作时载波与调制波频率比 P为一整数，即在整个工作范围内调制波与载波保持同步。但当 P 保持为一定值，在基波频率下降时，会使载波频率也随之变得很低，就电机的谐波损耗而言，这通常是不希望的。图 5-23 给出了一个 GTO 晶闸管逆变器实际的载波与基波频率
10、的关系。当基波频率很低时，载波频率保持恒定。逆变器以自由运行方式或称一部模式工作。在这个区域，载波比 P 可以是一个非整数，相位可能连续的移动，这将会产生谐波问题以及变化的直流偏移（差拍效应） 。随着数值的下降，这个问题会变得越发的严重。在这里应该提及f /fc的是，与基波频率变化范围相比，现代 IGBT 器件的开关频率是非常高的，这使得 PWM 逆变器可以在整个异步范围内得到满意的操作。如图 5-23 所示，在异步运行区后是同步区，在这个区，P 以一种阶梯的方式变化，这使得最大和最小频率保持在设定边界值内的一个特定区域。P 的数值总是保持为三的倍数，这是因为对无中线连接的负载，三的倍数次谐波
11、是不需要考虑的。当调制波频率接近于额定频率（f/f =1）时，逆变器转换到方波模式b工作，这里假设这是载波频率与基波频率相等。在整个工作范围，控制策略应该仔细的设计，使在载波频率跳变的时刻，不产生电压的跳变，并且为了避免相邻 P 值之间的抖动，在跳变点应设置一个窄的滞环带。5-23 载波频率 f/f 的关系 b3.死区时间效应及补偿 由于死区（或封锁）效应，实际的 PWM 逆变器的相电压（）波形会在某种程度上偏离 5-19 所示的理想波形。这种效应可以用图 5-24 中三0av相逆变桥中的 a 相桥臂来解释。电压源型逆变器的一个基本控制原则是要导通的器件应滞后于要关断的器件一个死区时间 t （
12、典型值为几微妙）以防止峭壁的直通。这是因为器d件的导通是非常快的，而相对来说关断是比较慢的。死区效应会导致输出电压的畸变并减小其幅值。考虑图 5-24 所示 PWM 操作，如图示，a 相电流 i 的方向为正。初始状态 Q 为导通，a1的幅值为+0.5V 。Q 在理想的开关点关断后，在 Q 导通前有一个时间间隔 t ，在这0avd14d个间隔，Q 和 Q 都处于关断状态，但+ i 的流通使得在理想开关点自然的切换到-0.5 14a0avV 。现在考虑在理想开关点从 Q 到 Q 的带有延迟时间 t 的开关转换。当 Q Q 两个器件d41d41都关断时，+i 继续通过 D 流通，从而造成了如图所示阴
13、影面积的脉冲伏-秒（V t ）a4dd面积损失。下面再考虑电流 i 的极性为负时的情况。仔细的观察图示波形可以看到 Q 导a4通的前沿有一个类似的伏-秒面积的增加。注意，上述伏-秒面积的损失或增加仅仅取决于电流的极性，而与电流的幅值无关。图 5-25 给出了在每一个载波周期 T 分别对应于+ic和-i 的伏-秒面aa+ia-iaTc=1/fcQ1Q1Q4td+0.5Vd+0.5Vd-0.5Vd-0.5VdVaoVao+ia-ia图 5-24 半桥逆变器死区效应的波形积（V t ）损失和增加的积累效应对基波电压波形的影响。图中基波电流 i 滞后于基波dda电压一个相位角。图 5-25 中最下面的
14、图解释了死区效应。把由 V t 构成的这些面0avdd积累加起来并在基波频率的半周期内加以平均可得出方波偏移电压 V 为（5-36）ddcddtff22tVVPV）（式中，P=，f 为基波频率，图 5-25 中最上端的波形给出了 V 波对理想波的影响。f /fc0av在较低的基波频率下，这种基波电压的损失以及低频谐波畸变会变得很严重。死区效应可以很容易的通过电流反馈或电压反馈方法进行补偿。对于点一种方法，通过对相电流极性的检测，将一个固定量的补偿偏移电压加到调制波上；对后一种方法，将检测的输出相电压与 PWM 电压参数信号相对比，延后把偏差用于补偿 PWM 参考调制波。5.5.2 特定谐波消除
15、 PWM（SHEPWM）应用特定谐波消除 PWM（SHEPWM）可以将方波中不希望有的低次谐波消除，并控制输出基波电压的大小，如图 5-26 所示。在这种方法中，要在方波电压中开出一些预先确图 5-25 输出相电压波形的死区效应定好角度的凹槽。图中所示为四分之一波对称的正半周波形，可以通过控制图中四个凹槽角，和消除三个特定的谐波成分，同时控制输出基波电压。如果图示1234波形中有更多的凹槽角，责可以消除更多的谐波成分。图 5-26 特定谐波消除 PWM 的相电压波形任何波形均可用如下傅立叶级数展开形似表示：v（t）= （5-1nnnsinwtbcosnwta）（37）式中（5-20ncosntdwttv1a）（38）（5-20nsinntdwttv1b）（39）对于四分之一周期对称的波形，波形中将只含有正弦项，并且只含有几次谐波成分。因此有 a =0 （5-n40）v（t）= （5-sinwtb1nn41）式中 （5-2 0nsinntdwttv4b）（42） 假设图示波形具有单位幅值，即 v（t）=，则 b 可以求出如下：1n11211320nsinnwtdwt1sinnwtdwt1sinnwtdwt14bL）（）（）（5-）（）（ k1kk1
