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1、一种新颖移相控制 ZVS 推挽变换器虞龙，王志强 （华南理工大学电力学院，广东 广州 510641）A Novel Phase-Shifted ZVS Push-Pull ConverterYU Long , WANG Zhi-Qiang (South China University of Technology , Guangzhou 510641 , China)ABSTRACT：A novel phase-shifted ZVS push-pull converter is presented in this paper.By using two additional diodes an
2、d a push-pull transformer,this converter achieves not only ZVS of all active switches but also high reliability.This topology has simple structure and control strategy. Experimental results of a 500W 70KHz DC/DC converter are presented. KEY WORD: Phase-shifted ； ZVS ；Push-pull 摘要：本文提出一种新颖的移相控制 ZVS 推
3、挽变换器。通过采用推挽变压器和两个附加的二 极管，该变换器可以实现零电压开关，并且有较高的可靠性。该拓扑结构和控制方法简单可行。 最后给出了 500W 70KHz 的 DC/DC 变换器的实验电路，验证了此方案的可行性。 关键词：推挽 ；移相控制 ；零电压开关1 引言众所周知，在大功率场合，全桥变换器的应用最为广泛。特别是移相控制技术的提出，使 全桥变换器无需附加电路就可以实现软开关。所以，众多专家对移相全桥做了诸多的研究，对 该变换器做了详尽的分析，且提出了许多改进方案1-5。但是移相全桥变换器有一个缺点，就 是同一桥臂的开关管容易出现共通的现象。而这种共通现象，哪怕是出现一瞬间，也会对变换
4、 器造成破坏。这样，就会对开关管的开关速度和驱动电路有很高的要求。 所以，为了追求较高的可靠性。在工程上也经常用双管正激交错并联，和采用四个开关管 的推挽电路。图 1 就是四管的推挽电路。和传统推挽电路不同的是，该变换器采用了四个开关 管，这样开关管的电压应力为传统推挽的一半，四个二极管用来钳制漏感尖峰。虽然该变换器 比全桥有更高的可靠性，但是多了一个变压器初级绕组和四个箝位二极管，增加了成本。而且 该变换器工作在硬开关状态，效率也不如移相全桥。 本文提出一个改进的推挽变换器，同样采用四个开关管。但是可以通过移相控制来实现开 关管的 ZVS，可有效减小开关损耗，提高变换器的效率。同移相全桥相比
5、，具有更高的可靠性。 图 2 为移相控制推挽变换器的电路图。其中 S1S4 为开关管，D1D4 为反并二极管或者开 关管的体二极管，C1C4 为开关管结电容或者外加电容。变压器原边有两个绕组 TP1 和 TP2，Lr1和 Lr2为谐振电感或变压器的漏感，D5 和 D6 为附加的二极管。图 1 传统四开关管推挽变换器 图 2 移相推挽变换器 Fig.1 Conventional push-pull converter Fig.2 Phase-shifted push-pull converter with four transistors 2 工作模态分析下面分析移相推挽变换器的工作原理。在此之
6、前，先做如下假设： （1）各元件为理想元件 （2）输出电感 Lf足够大，其电流保持连续 （3）输入和输出电压为恒定值 （4）谐振电感 Lr1Lr2，且可保证实现开关管 ZVS （5）C1C3，C2C4 图 3 为主要波形。在半个周期内有六个工作模态，而两个半周期的工作模态一样，所以只 描述半个周期的六个工作模态。 1 模态一（t0 前） 在 t0 时刻以前，开关管 S1 和 S4 导通，初级电流依次流过 S1，TP1，Lr1和 S4，次级通过 Dr1整流。 2 模态二（t0t1） 在 t0 时刻关断 S1，由于 C1 的存在 S1 为零电压关断，此时初级电流依然为次级电感电流 的折射值。由于次
7、级电感很大，初级电流通过 D5 抽走 C3 点电荷，同时给 C1 充电。C3 的电压开始逐渐下降，变压器次级电压也同样下降。但是由于 Lf很大，其电流变化不大。 所以可近似认为 C3 的电压线性下降。次级电压也线性下降。 3 模态三（t1t2） 在 t1 时刻，C3 上电压降到零，二极管 D3 导通。此时次级电压也为零，如果这时导通 S3，S3 就是零电压开通。此时段初级电流通过 D3，D5，TP1，Lr1和 S4 环流。电流值依 然为次级电流的折射值。 4 模态四（t2t3） 在 t2 时刻，S4 关断，由于 C4 的存在 S4 时零电压关断，初级电流开始对 C4 充电，并且 通过 D6 对
8、 C2 放电。此时 TP1 开始受反压，次级电压极性也反向，Dr2被导通，但是由于 初级无法提供足够的电流给次级，所以 Dr1继续导通续流，变压器就被短路。这样变压器 各绕组的电压都被箝位为零。此时，Lr1上的电流以变化率 di/dtuc4/Lr1开始下降，C4 上 的电压开始上升，而 Lr2上的电流也开始以 di/dtuc4/Lr2上升。 5 模态五（t3t4） 在 t3 时刻，C4 电压上升到 Vin，二极管 D2 导通，此时 S2 的承受的电压为零，如果此时 开通 S2，即为零电压开通。Lr1上的电流以 di/dtVin/Lr1线性下降，Lr2上的电流以同样变 化率线性上升。次级两个整流
9、二极管依然同时导通，变压器短路。6 模态六（t4t5） 在 t4 时刻，Lr1上的电流等于 Lr2上的电流，此时变压器次级两个整流管上的电流相等。 接着，Lr2的电流继续上升，Lr1电流继续下降，Dr2上的电流开始大于 Dr1的电流。到 t5 时 刻，Dr2上的电流等于输出电感电流，Dr1反向截至，变压器次级开始输出电压，变换器进 入下半个周期。初级电流流向为 S2，Lr2，TP2 和 S3，次级通过 Dr2整流。由于谐振电感 的存在，存在电压占空比的丢失现象。 接下来的半个周期，工作模式和前半周期相同。图 3 主要波形 Fig.3 Key waveforms3可靠性分析对于全桥电路来说，有个
10、缺点就是同一桥臂的两个开关管容易出现直通的现象。如果这种 现象一旦出现，就相当于把输入短路。如果输入直流电压为几百伏，那么就会瞬间产生几百安 培甚至更高的电流，立即损坏变换器。而对移相推挽变换器来说，可以一定程度克服这个缺点。假设移相推挽变换器工作在正常状态，S1 和 S4 导通。此时，由于故障或其它原因导致 S1 关断之前，S3 提前导通。这个时候就是 S1，S3 和 S4 三个管子同时导通，此时变压器绕组 TP1 和 Lr1共同承受输入电压 Vin，TP2 和 Lr2共同承受电压为 0。而 TP1 和 TP2 承受的电压相 等。所以分析可得（1）dtdiLdtdiLVLr rLr rin2
11、 21 121所以，可以看到开关管的电流是以一定的斜率上升的，这就为 S1 关断创造了时间，保证了一 定的可靠性。4参数选择从以上分析可以看出，该变换器工作模式和移相全桥的工作模式相似。参数选择也类似，从前面的分析可知，超前的开关管（S1，S3）比较容易实现 ZVS，那是因为输出滤波电感参 与了谐振。而滞后开关管（S2，S4）只能依靠谐振电感，所以实现 ZVS 较难。 （1）谐振电感的选择 为了电路对称性，选择谐振电感 Lr1Lr2Lr。由于超前管很容易实现 ZVS，所以选择 Lr时，只考虑满足滞后管 ZVS 的条件。从上节分析中可知，当变压器短路之后，两个 谐振电感的电流一个开始下降，一个开
12、始上升，而其变化率却是相同的。假设 C2C4Cr，谐振电感的电流变化率 di/dtuCr/Lr。由此可得出当 ILr1ILr2的时候，谐 振电容 Cr上的电压达到最大。所以要实现滞后管的 ZVS，必须要让 Cr 上的电压达到 Vin。 假设输出滤波电容无穷大，也就是滤波电感电流不变，则原边峰值电流 Ip也不变。所 以当 uCr达到最大值的时候，ILr1ILr2Ip/2。根据能量守恒，可得（2）222)21(21crrprprUCILIL其中 Ucr为 Cr电压的最大值，要保证实现 ZVS，要求，即incrVU（3）224pinr rIVCL （2）驱动脉冲死区的选择 S1 和 S3 之间的死区
13、时间 Td13 ：假设 C1C3Cr，由于开关管必须将 Cr上电压下降 到零才开通，由于在此模态中可视为 Ip 不变，所以（4）pinrdIVCT/213S2 和 S4 之间的死区时间 Td24 ：此时为 Lr1，Lr2，C2 和 C4 的谐振过程，设 C2C4Cr解微分方程可得到（5）rrpin rrdLC IVCLT4sin1 245实验结果根据理论分析，研制了输入 200V 输出 48V 的 500W 70KHz DC/DC 变换器实验样机。图 4 为输出 6A 时候的实验波形。图 4（a）为 S1 的门极电压和漏源电压，从中可以明显看到， 当 S1 漏源电压下降到零的时候，门极电压才开
14、始出现正压，也就是实现了 ZVS。图 4（b）为 S2 的门极电压和漏源电压波形，从中可看到，S2 漏源电压还没有完全下降到零，门极电压就 开始出现正压了，显然没有完全实现 ZVS，这也就验证了滞后管比较难实现 ZVS 的理论。图 4（c）为变压器初级两个绕组的电流波形，基本同理论波形吻合。（a）S1 门极和漏源电压 （b）S2 门极和漏源电压（c）变压器初级电流 图 4 实验波形（Io=6A）Fig.4 Experimental waveforms at 6A output current 6结论本文提出了一种新的推挽变换器，通过移相控制可实现 ZVS。根据理论分析，其工作模式 与移相全桥类
15、似。但是移相全桥有桥臂直通问题，该变换器虽然也有类似的问题，但是由于 D5、D6 两个二极管的存在，使电流必须流经变压器绕组。所以当出现短时直通的时候，串在 绕组中的谐振电感能有效阻止电流的上升，从而避免破坏变换器。为了保证可靠性，D5、D6 的耐压应该选择能够承受输入电压。所以移相推挽变换器具有较高的可靠性和效率。最后通过 500W 的实验样机，验证了这种方案的可行性。参考文献1 D.M.Sable,F.C.Lee.The operation of a full-bridge,zero-voltage-switched pwm converterC. Proceedings of VPECS
16、,1989:92-97.2 Redl.R,Balogh.L, Edwards.D.W. Optimum ZVS full-bridge DC/DC converter with PWM phase-shift control: analysis, design considerations, and experimental resultsC.Proceedings of IEEE APEC.1994: 159 - 165 vol.13 Moisseev. S,Sato.S,Hamada.S, Nakaoka.M.Full bridge soft-switching phase-shifted PWM DC- DC converter using
