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1、为了解决移相全桥变换器的占空比丢失严重和开关管电压应力增大的问题,提出适用于大功率移相全桥变换器的主电路拓扑,进行了原理分析,完成了 1000A 大功率直流稳压电源的设计。关键词：大功率;软开关;DCDC 变换器;起动电源l 一种大功率移相全桥变换器l.1 电路拓扑大功率变压器副边串联移相 DCDC 全桥变换器的电路拓扑如图 1 所示。Cb 是阻断电容,Lr 是上逆变器的漏感。lGBT 模块 S1S4 控制方式为移相控制,称 S1 和 S3 组成的桥臂为超前桥臂,S2 和 S4 组成的桥臂则为滞后桥臂,D1D4 为 IGBT 模块体内二极管。下逆变器与上逆变器完全一样。l.2 工作原理图 2
2、给出了该变换器的主要波形。uAB 为 A、B 两点间电压,uCD 为 c、D 两点间电压,Vin 为输入直流电压。假设变压器 r 的原边电流 ip 方向自下而上为正,阻断电容 Cb 电压 ucb 方向为左正右负,C1=C3=C2=C4=Cr,滤波电感(n 足变压器原、副边匝比)。在一个丌关周期中,有 12 种开关模态,各开关模态分析如下。1)开关模态 Ot0 时刻在 t0 时刻,S1 和 S4 导通。原边电流 i0 流经 S1、阻断电容 Cb、漏感 Lr、变压器 T 原边绕组 N1 以及 S4。整流管 DR1 导通,DR2 截止,原边给负载供电。原边电流 ip 给阻断电容 CR2 充电。输出滤
3、波电感 Lf 足够大,可以将它看成一个电流源。此时,原边电流 ip=Ipo=Io/n,Io 是输出负载电流。在to 时刻阻断电容 Cb 电压 vCb=Vcb(t0)。2)开关模态 1t0,t1在 t0 时刻关断 S1,ip 从 S1 中转移到 C3 和 C1 中,给 C1 充电,同时 C3 被放电。在这个时段里,Lf 折算到原边的电感 n2Lf 和漏感 Lr 串联,而且 Lf 很大,可以认为 i0 近似不变,类似于一个恒流源,其大小为 ip=Ipo=Io/n。原边电流 i0 继续给阻断电容 Cb 充电。C1 的电压 vc1 从零开始线性上升C3 的电压 vc3 从 Vim 开始线性下降。有因此
4、 S1 是零电压关断。在 t1 时刻,C3 的电压下降到零,S3 的反并二极管 D3 自然导通,从而结束开关模态 l0 该模态的持续时间为在 t1 时刻,阻断电容 Cb 上的电压为3)开关模态 2t1,t2导通后,在 t1 时刻,开通 S3,S3 是零电压开通。S3 与 S1 驱动信号之间的死区时间 td(lead)t01,即在这段时间里,D3 和 S4 导通,A、B 两点电压 uAB 等于零。此时加在漏感上的电压为阻断电容电压 vCd 而变压器原、副边绕组电压均为零,变压器副边两个整流二极管 DR1 和 DR2 同时导通。在这个时段里,虽然滤波电感 Lf 折算到原边的电感为零,但足由于漏感还
5、是较大,所以原边电流稍微减小,阻断电容电压继续充电。因此,可认为在这个开关模态中,原边电流基本不变,阻断电容电压是线性上升,即式中：Tn 为开关周期;Ds 为原边占空比。4)开关模态 3t2,t3在 t2 时刻,关断 S4 原边电流 ip 转移到 C2 和 C4 中,一方面抽走 C2 上的电荷,另一方面同时义给 C4 充电。由于 C2 和 C4 的存在,S4 的电压是从零慢慢上升的,因此 S4 是零电压关断。此时 vAB=-vC4,而 vAB 的极性自零变为负。由于整流管 DR1 和 DR2 同时导通,将变压器副边绕组短接,变压器副边绕组电压为零,原边绕组电压也为零,vAB 直接加在漏感 Lr
6、 及 Cb 上,因此在这段时间里 Lr 和 C2、C4在谐振工作。原边电流 ip 和电容 C2 及 C4 的电压分别为在 t3 时刻,C4 的电压上升到 Vin,D2 自然导通,结束该开关模态。它的持续时间为在 t3 时刻,C4 的电压上升到 Vin,D2 自然导通,结束该开关模态。它的持结时间为5)开关模态 4t3,t4在 t3 时刻,D2 自然导通,将 S2 的电压箝在零,此后就可以开通 S2,S2 是零电压开通。S2 和 S4 驱动信号之间的死区时间 td(lag)t23,即虽然此时 S2 已开通,但 S2 不流过电流,i0 由 D2 流通,漏感的储能回馈给输入电源。由于副边两个整流管同
7、时导通,因此变压器副边绕组电压为零,原边绕组电压也为零,这样电源电压 Vin 加在谐振电感 Lr 两端,原边电流 ip 线性下降。到 t4 时刻,原边电流从 ip（t3)下降到零,二极管 D2 和 D3 自然关断,S2 和 S3 中将流过电流。开关模态 4 的持续时间为S2 和 S4 驱动信号之间的死区时间 td(lag)t24,即到 t4 时刻,原边电流 ip 从下降到零,阻断电容电压 vcb 为最大值 Vcbp。在这个开关模态中,可认为阻断电容电压 vcb 基本不变为 Vcbp。 6)开关模态 5t4,t5在 t4 时刻,原边电流由正方向过零,并且向负方向增加,流经 S2 和 S4。由于原
8、边电流仍不足以提供负载电流,负载电流仍由两个整流管提供回路,因此原边绕组电压仍然为零,加在漏感 Lr和阻断电容 Cb 的电压是电源电压 Vin,原边电流反向线性增加。 到 t5 时刻,原边电流达到副边折算到原边的负载电流-Ipo 值,该开关模态结束。此时,整流管 DR1 关断,DR2 流过全部负载电流。开关模态 5 的持续时间为 在这个开关模态中,也认为阻断电容电压 vcb 基本不变为 Vcbp。7)开关模态 6t5,t6从 t5 时刻开始,原边向负载提供能量,同时给阻断电容反向充电。输出整流管DR1 自然关断,所有负载电流均流过 DR2 在这个开关模态中,有 在 t6 时刻,关断 S3,开始
9、另一个半周期t6,t12,其工作情况类似于前面描述的t0,t6。由以上分析知,阻断电容电压 vcb 最大值 Vcbp 近似为l.3 技术特点变压器副边串联移相 DCDC 全桥变换器的超前桥臂容易实现 ZVS,滞后桥臂实现 ZVS 需要一个最小的负载电流来保证,基本实现软开关,使开关损耗、电磁干扰小,特别是对于冲击负载。副边占空比的丢失明显减小。能承受较大冲击负载电流。功率开关管的数量多,有利于开关管散热设计,以便控制机内温升。2 l000A 直流稳压电源的设计2.l 主要技术指标主要技术指标是：额定输入电压为三相三线 380(115)V、50Hz,额定输出直流电压为28.5(115)V,额定输
10、出电流为 1000A,额定输出功率为 30 kW。 2.2 实验结果图 3 给出了移相 lOs 时,IGBl、的驱动电压波形。工作周期约为 40s,驱动电压正幅值为+15V、负幅值为一 9V,死区时间约为 2.3S。图 4 给出了输出负载 1000A 时,输出直流电压的纹波。纹波主要频率约为 50kHz,高频噪声远小于此频率纹波, 纹波的峰一峰值为 13V。 图 5 给出了输出负载 l000A 时,滞后臂的驱动电压、CE 极电压和原边电流的波形。滞后臂的开通、关断是ZVS。图 6 给出了输出负载 1000A 时,超前臂的驱动电压、CE 极电压和原边电流的波形。超前臂的开通、关断是 ZVS。图 7 给出了输出负载 500A 时,主变的副边和原边电压波形。副边、原边电压的过冲较小。图中原边占空比约为 0.7,副边占空比丢失约为 4s 而知原边最大占空比为 0.88,因此,能承受大的冲击负载。3 结语变压器副边串联 DCDC 全桥变换器的电路解决了占空比丢失严重和开关管电压应力增大的问题,适用于大功率负载,特别适用于大功率冲击负载。1000A 直流稳压电源已经应用在飞机设计、试验的过程中,其体积、重量明显减小,电磁兼容性好,输出电压调整率低且无温漂,能承受较大冲击负载电流,特别适合作为起动电源。
