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1、1模拟 CMOS 集成电路实验报告专业： 班级： 姓名： 学号： 2实验一:共源级放大器性能分析一、实验目的1、掌握 synopsys 软件启动和电路原理图（schematic）设计输入方法；2、掌握使用 synopsys 电路仿真软件 custom designer 对原理图进行电路特性仿真；3、输入共源级放大器电路并对其进行 DC、AC 分析，绘制曲线；4、深入理解共源级放大器的工作原理以及 mos 管参数的改变对放大器性能的影响二、实验要求1、启动 synopsys，建立库及 Cellview 文件。2、输入共源级放大器电路图。3、设置仿真环境。4、仿真并查看仿真结果，绘制曲线。三、实验
2、结果1、原理图32、幅频特性曲线3、相频特性曲线45四、实验结果分析器件参数： NMOS 管的宽长比为 10，栅源之间所接电容 1pF，Rd=10K。实验结果：输入交流电源电压为 1V，所得增益为 12dB。由仿真结果有：gm=496u，R=10k，所以增益 Av=496*10/1000=4.96=13.91 dB可见，实际增益大于理论增益。补充：电阻改为 1k 后实验二:差分放大器设计一、实验目的1.掌握差分放大器的设计方法；2.掌握差分放大器的调试与性能指标的测试方法。6二、实验要求1.确定放大电路；2.确定静态工作点 Q；3.确定电路其他参数。4.电压放大倍数大于 20dB，尽量增大 G
3、BW，设计差分放大器；5.对所设计电路调试；6.对电路性能指标进行测试仿真，并对测量结果进行验算和误差分析。三、实验原理平衡态下的小信号差动电压增益 AV 为：1= 2= = nCOX(W/L)四、实验结果(表中数据单位 dB) ，R 单位：kW/LR5 10 20 3020K 14.3dB 15.6dB 16.8dB 17.3dB30K 16.8dB 19dB 20.2dB 20.8dB40K 20.1dB 20.9dB 21.7dB 22.4dB改变 W/L 和栅极电阻，可以看到，R 一定时，随着 W/L 增加，增益增加，W/L 一定时，随着 R 的增加，增益也增加。但从仿真特性曲线我们可
4、以知道，这会限制带宽的特性，W/L 增大时，带宽会下降。为保证带宽， 选取 W/L=5，R=40K 的情况下的数值，带宽约为 1.18G，可以符合系统的功能特性，实验结果见下图。SVSD IA= IR2 ()271.电路图2.幅频特性曲线8五、思考题根据计算公式，为什么不能直接增大 R 实现放大倍数的增大？答： 若直接增加 Rd，则 Vd 会增加，增加过程中会限制最大电压摆幅；如果 VDDVd=VinVTH，那 MOS 管处于线性区的边缘，此时仅允许非常小的输出电压摆幅。即电路不工作。此外，RD 增大还会导致输出结点的时间常数更大。9实验三：电流源负载差分放大器设计一、实验目的1.掌握电流源负
5、载差分放大器的设计方法；2.掌握差分放大器的调试与性能指标的测试方法。二、实验要求1.设计差分放大器，电压放大倍数大于 30dB；2.对所涉及的电路进行设计、调试；3.对电路性能指标进行测试仿真，并对测量结果进行验算和误差分析。三、实验原理电流镜负载的差分对传统运算放大器的输入级一般都采用电流镜负载的差分对。如上图所示。NMOS 器件 M1 和 M2 作为差分对管，P 沟道器件 M4，M5 组成电流源负载。电流 0I 提供差分放大器的工作电流。如果 M4 和 M5 相匹配，那么 M1 电流的大小就决定了 M4 电流的大小。这个电流将镜像到 M5。如果 VGS1=VGS2，则 Ml 和 M2 的
6、电流相同。这样由 M5 通过 M2 的电流将等于是 IOUT为零时 M2 所需要的电流。如果 VGS1VGS2，由于 I0=ID1+ID2，I D1相对 ID2要增加。I D1的增加意味着 ID4和 ID5也增大。但是，当 VGS1变的比 VGS2大时，I D2应小。因此要使电路平衡，I OUT必须为正。输出电流 IOUT等于差分对管的差值，其最大值为 I0。这样就使差分放大器的差分输出信号转换成单端输出信号。反之如果 VGS1=5 倍的特征尺寸。综上所述，版图设计中取 3uM3、2、6 验证直流工作点1. MNB：二极管连接确保它工作于饱和区。2. MN3：工作于临界饱和工作区。3. MN1
7、、MN2：当 10INuA,它们工作于临界饱和区；当 IN减小时， 12GSV、 减小且 12DS、 增大，使它 16们工作在过饱和区。4. MN4：要使 MN4 管工作于饱和区，则：44dsgsTV134gsOUTMINTVI而 10.64,0.5TOUTMINV,显然上式成立。即 MN4 工作于饱和区。四、实验结果1.原理图17实验六：两级运算放大器设计一、实验目的熟悉软件的使用，了解 synopsys 软件的设计过程。掌握电流镜的相关知识和技术，设计集成电路实现所给要求。二、实验要求单级放大器输出对管产生的小信号电流直接流过输出电阻，因此单级电路的增益被抑制在输出对管的跨导与输出阻抗的乘
8、积。在单级放大器中，增益是与输出摆幅相矛盾的。要想得到大的增益我们可以采用共源共栅结果来极大的提高出阻抗的值，但是共源共栅中堆叠的 MOS 管不可避免的减少了输入电压的范围。因为多一层管子至少增加一个对管子的过驱动电压。这样在共源共栅结构的增益与输出电压矛盾。为了缓解这种矛盾引入两级运放，在两级运放中将这两个点在不同级实现。如本设计中的两级运放，大的增益靠第一级与第二级级联而组成，而大的输出电压范围靠第二级的共源放大器来获得。设计一个 COMS 两级放大电路，满足以下指标：AV=5000V/V（74dB） VDD=2.5V VSS=-2.5VGB=5MHz CL=5pf SR10V/us 相位
9、裕度=60 度VOUT 范围=-2,2V ICMR=-12V Pdiss=2mW三、实验内容确定电路的拓扑结构：图中有多个电流镜结构，M5,M8 组成电流镜，流过 M1 的电流与流过 M2 电流 ID1,2=ID3,4=1/2*ID5，同时M3，M4 组成电流镜结构，如果 M3 和 M4 管对称，那么相同的结构使得在 x，y 两点的电压在 Vin 的共模输18入范围内不随着 Vin 的变化而变化，为第二极放大器提供了恒定的电压和电流。图 1 所示，Cc 为引入的米勒补偿电容。利用表 1、表 2 中的参数计算得到第一级差分放大器的电压增益为：第二极共源放大器的电压增益为所以二级放大器的总的电压增
10、益为相位裕量有 111280tan()ta()tan()60MGBGBpzo o要求 60的相位裕量，假设 RHP 零点高于 10GB 以上1911102tan()t()tan(.)2vGBAp102t()4.3所以 2.pGB 即 62.()mLcgC由于要求 60o的相位裕量，所以626210()10mmccg可得到2.1LcLCC=2.2pF因此由补偿电容最小值 2.2pF，为了获得足够的相位裕量我们可以选定 Cc=3pF考虑共模输入范围：在最大输入情况下，考虑 M1 处在饱和区，有3 1 31(max)(max)DSGnICnTNICDSGTNVVVV（4）在最小输入情况下，考虑 M5
11、 处在饱和区，有15 15(i)(i)ICSGDsatICSGDsat（5）而电路的一些基本指标有 11mvCgpA（6）62L（7）61mCgz（8）1GB（9）CMR:正的 CMR 5in 31()()DTTIVV（ 最 大 ） =最 大 最 小(10)GB 是单位增益带宽P1 是 3DB 带宽GB= 1pAv20负的 CMR 5in 15()()STDSIVV（ 最 小 ） =最 大 饱 和(12)由电路的压摆率5dCIR得到5dI=(3*10-12)()10*106)=30A(为了一定的裕度，我们取 40irefA。)则可以得到，1,23,45/20dA下面用 ICMR 的要求计算(W
12、/L)3 53 231()DSGTNIWLKV11/1所以有 3()= 4=11/1由1mCgB，GB=5MHz，我们可以得到612150394.mgs即可以得到211(/)(/)/NWLKI用负 ICMR 公式计算 5DsatV由式（12）我们可以得到下式1(min)ICSGstV如果 5D的值小于 100mv，可能要求相当大的 5(/)WL，如果 5DsatV小于 0，则 ICMR 的设计要求则可能太过苛刻，因此，我们可以减小 5I或者增大 来解决这个问题，我们为了留一定的余度我们(in)ICV等于-1.1V 为下限值进行计算 1525(mi)DsatICTNSIV（ ）则可以得到的 5D
13、sat进而推出5525(/)()satSWLKV（ I） 1/即有 58/21为了得到 60的相位裕量， 6mg的值近似起码是输入级跨导 1mg的 10 倍（allen 书 p.211 例 6.2-1），我们设 610942mgs，为了达到第一级电流镜负载（ M3 和 M4）的正确镜像，要求 46SGV，图中 x，y 点电位相同我们可以得到664(/)(/)/1mgWL进而由 662/mPdgKI我们可以得到直流电流2m67 666g13.7(/)dI ALS同样由电流镜原理，我们可以得到 755(/)(/)32/1dIWL四、实验原理电路结构:最基本的 COMS 二级密勒补偿运算跨导放大器的
14、结构如图所示。主要包括四部分：第一级输入级放大电路、第二级放大电路、偏置电路和相位补偿电路。两级运放电路图相位补偿: 22电路有至少四个极点和两个零点，假定 z2、p3、p4 以及其它寄生极点都远大于 GBW，若不考虑零点z1，仅考虑第二极点 p2，那么这是一个典型的两极点决定的系统。为保证系统稳定，通常要求有 63左右的相位裕度，即保持频率阶跃响应的最大平坦度以及较短的时间响应。 但在考虑 z1 之后， 这个右半平面 （RHP） 的零点在相位域上相当于左半平面 （LHP）的极点，所以相位裕度会得到恶化。同时如果为了将两个极点分离程度增大，则补偿电容 Cc 就要增大，这也会使得零点减小，进一步
15、牺牲相位裕度，如图所示。 极点分裂与 Cc 变化五、实验结果1. 原理图232. .幅频特性曲线24六、结果分析在本次设计中采用了密勒补偿，但在包含密勒补偿的电路中会产生一个离原点很近的零点，位于 这是由于 Cc+CGD6形成从输入到输出的回路。这个零点大大降低了电路的稳定性。本次设计中我们增加一个与补偿电容串联的电阻，从而改善零点的频率，引入的电阻为 RZ，零点的频率可表示为 ，将此零点移到左半平面来消除第一非主极点，满足的条件为选定合适的 CL与 CC，在程序中读出 gm6的值，就可以计算出 RZ的值。但是电阻过大会带来更大的热噪声，还会使时间常数更大，而电路的 GB 随 CC的增大而减小，这里就涉及到电阻 RZ电容 CC 和 gm6的折衷。经过反复尝试，我们找到了一组比较合适的数据，其中 CC=3p ，R Z=1500k，增益比较好的达到了实验要求。实验总结及问题解决实验 中的 问题感谢助教老师的帮助和耐心讲解，让我们在解决问题的同时学习到了更多的知识，在实验过程我们遇到了一些问题，总结如下：1.mos 管参数名不正确：nmos4 和 pmos4 初始名字与仿真库不同，导致仿真报错。后经助教老师指点，改为 NP 后解决2.快捷键使用不熟练：首先，返回快捷键为
