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1、 卫星通信系统设计一、设计要求1.覆盖东南亚地区（地面终端为手持机） ；2.波束：卫星天线有 140 个点波束，EIRP：73dbw, G/T :15.3db/k；3.支持数据速率 9.6kbps，至少提供 10000 路双向信道；4.频段：L 波段，上行 1626-1660MHZ;下行 1525-1559MHZ。2、总体设计方案1.系统组成卫星通信系统由卫星星载转发器、地球站接收、地球站发送设备组成。本设计系统卫星定位与赤道上空 123oE，加里曼丹（即婆罗洲）上空。距地面 3.6KM，属地球同步卫星。系统组成如图 1 所示发送端输入的信息经过处理和编码后，进入调制器对载波（中频）进行调制；
2、以调的中频信号经过上变频器将频率搬移至所需求的上行射频频率，最后经过高功率放大器放大后，馈送到发送天线发往卫星。卫星转发器对所接受的上行信号提供足够的增益，还将上行频率变换为下行频率，之后卫星发射天线将信号经下行链路送至接受地球站。地球站将接受的微弱信号送入低噪声模块和下变频器。低噪声模块前端是具有低噪声温度的放大器，保证接收信号的质量。下变频、解调器和解码与发送端的编码、调制和上变频相对应。2.系统传输技术体制，调制方式 1本系统采用 4-QPSK 调制机制QPSK(Quadrature Phase Shift Keying)正交相移键控，是一种数字调制方式。在数字信号的调制方式中 QPSK
3、 四相移键控是目前最常用的一种卫星数字信号调制方式,它具有较高的频谱利用率、较强的抗干扰性、在电路上实现也较为简单。 但是，当 QPSK 进行脉冲成形（信号发送前的滤波，减小信号间干扰，将信号通过设定滤波器实现）时，将会失去恒包络性质，偶尔发生的弧度为 的相移（当码组 0011 或 0110 时，产生 180的载波相位跳变） ，会导致信号的包络在瞬时通过零点。任何一种在过零点的硬限幅或非线性放大，都将由于信号在低电压时的失真而在传输过程中带来已被滤除的旁瓣。为了防止旁瓣再生和频谱扩展，必须使用效率较低的线性放大器来放大 QPSK 信号。OQPSK 是在 QPSK 基础上发展起来的一种恒包络数字
4、调制技术。消除 180的相位跳变。恒包络技术所产生的已调波经过发送带限后，当通过非线性部件时，只产生很小的频谱扩展。这种形式的已调波具有两个主要特点，其一是包络恒定或起伏很小；其二是已调波频谱具有高频快速滚降特性，或者说已调波旁瓣很小，甚至几乎没有旁瓣。它与 QPSK 有同样的相位关系，也是把输入码流分成两路，然后进行正交调制。不同点在于它将同相和正交两支路的码流在时间上错开了半个码元周期。由于两支路码元半周期的偏移，每次只有一路可能发生极性翻转，不会发生两支路码元极性同时翻转的现象。因此，OQPSK 信号相位只能跳变 0、90 ，不会出现 180的相位跳变。本系统采用 4-QPSK 调制，它
5、是 OQPSK和 QPSK 的折中，比 PQSK 有更好的包络性质，它能够非相干解调，使接收机设计大大简化，在多径扩展和衰落的情况下，4-QPSK调制性能更好。，多址接入方式 2OFDMA：OFDM 正交频分复用结合 CDMA 码分多址OFDM 将信道分成若干正交子信道，将高速数据信号转换成并行的低速子数据流，调制到在每个子信道上进行传输。正交信号可以通过在接收端采用相关技术来分开，这样可以减少子信道之间的相互干扰 ICI 。每个子信道上的信号带宽小于信道的相关带宽，因此每个子信道上的可以看成平坦性衰落，从而可以消除符号间干扰。而且由于每个子信道的带宽仅仅是原信道带宽的一小部分，信道均衡变得相
6、对容易。OFDM 可以结合分集，时空编码，干扰和信道间干扰抑制技术，最大限度的提高了系统性能。OFDM 中的各个载波是相互正交的，每个载波在一个符号时间内有整数个载波周期，每个载波的频谱零点和相邻载波的零点重叠，这样便减小了载波间的干扰。由于载波间有部分重叠，所以它比传统的 FDMA 频分多址技术提高了频带利用率。 但 OFDM 本身不具有多址能力，需要和其他的多址技术，如 TDMA、CDMA、FDMA 等结合实现多址，本系统采用 OFDM 正交频分复用结合 CDMA 码分多址。3.信道申请及信道分配系统的地面站负责将卫星网络接入到世界各地的地面网络或将地面网络接入到卫星网络。在三个地点设置地
7、面站（即信关站，有交换和网络管理功能，同时用于与地面通信网接口） ，分别在印度尼西亚、菲律宾、泰国。本系统没有星际链路且无交换功能，信关站还负责路由分配功能。系统中控制中心（均设在印尼巴登岛）包括地面控制中心（GCC ）和卫星控制中心（ SCC） ，各信关站通过数据网将传输监控和状态数据送到 GCC 和 SCC，它们分别对地面信关站和空间卫星进行监控。GCC 为信关站制定通信计划，控制分配给每个信关站的卫星资源，实现信道申请和信道分配。信道分配方式：动态信道分配。信道动态分配分为2个阶段：第1阶段是呼叫接入的信道选择，采用慢速 DCA，主要是进行各个小区间的资源分配，根据一定区域内的业务量以及
8、小区的干扰情况为每个小区分配上下行的资源。；第2阶段是呼叫接入后为保证业务传输质量而进行的信道重选，采用快速 DCA，快速 DCA 是根据 RU 远程单元为承载分配载频，时隙和码道。通过一定的准则对小区信道资源进行优先级排序，例如根据载波负荷，各个时隙内的剩余码道数目，时隙内的干扰，或根据接入用户的空间位置分布等，为用户分配最优的频率，时隙和码道。本系统根据各个时隙内的剩余码道数目对小区信道资源进行优先级排序。2、链路工程预算1，仰角 EL（轨道半径 rs,地球站到静止卫星的通信距离 d,地面站和卫星之间的夹角 r）dELs)in()cos(地球站到静止卫星的通信距离 d（e 为地球站的纬度，
9、 g 为地球站与卫星定点（星下点）的经度之差） ge cos302.02.14238d本系统中卫星发射在赤道上空，r=0,则 。90EL由图2知d=35786m.2,空间传波损耗自由空间损耗 1 fL，f 为电波频率，c 为光速。2f)4(cdL以 db 表示 db(其中 d 单位为 km,f 单fdlg20l4.9f 位为 GHZ)本系统 =92.44+20lg35.786+20lg1.5=127.04 dbfL链路附加损耗 2一般星地链路传波损耗除自由空间损耗外，还有大气吸收损耗、雨衰、折射、散射等。由图可看出本系统中大气吸收附加损耗较少，为0.01db，不是主要损耗因素。由图知本系统中雨
10、衰对系统影响不大。综合考虑各种链路附加损耗，估计除自由空间传波损耗外，还有3db链路附加损耗。3，衰落特性对于卫星移动通信系统，移动用户所在地面环境复杂，天线高度低、增益小，能接收由于地面环境反射形成而来的多径信号，因此卫星移动通信信道可看作是一个多径信道。卫星移动通信一般用于支持偏远地区，一般认为接收信号存在直射分量，因此卫星移动信道是赖斯信道，接收信号包络服从赖斯分布，相位服从均匀分布。图3-9 给出了树木遮蔽条件下，不同仰角时的接收信号电平衰落累积分布特性。纵坐标“衰落电平”表示给定仰角条件下，超过横坐标时间百分数的接收电平数值。 “衰落电平”是指接收电平低于无多径时接收电平的数值。本系
11、统仰角大，衰落较小。4，链路预算分析有效全向辐射功率 EIRP 代表地球站或通信卫星发射系统的发射能力，是天线所发射功率 Pt 与该天线增益 Gt 的乘积，即 EIRP=Pt*Gt,接收信号载噪比 C/N 为kBTLGEIRPNCrtf/在进行链路预算分析时，为避免涉及接收机的带宽，也常用载波功率与等效噪声温度 C/T，则有 TGLEIRPTC/上行和下行链路按照上述分析进行链路分析上行链路（C/T）u 值为SuTGLEIRPTC)()/(eu）（其中， （EIRP）e 为地球站等效全向辐射功率，(G/T)s 为卫星接收系统品质因数，Lu 为上行链路传输损耗。下行链路 值为d/）（ TCesT
12、GLEIRP)(/dd）（其中（EIRP）s 为地球站等效全向辐射功率，(G/T)e 为卫星接收系统品质因数，Ld 为上行链路传输损耗。全链路传输质量载波噪声温度比 C/T 为11u1 )/()/(/ dTCTCT上行链路功率预算参数 符号 数值手持单元 EIRP PtGt -3dbw接收天线增益 Gr 23db路径损耗 Lp -127.04db其他损耗 Lm -3.5db卫星端的接收功率 Pr -147.1dbw转发器噪声功率预算参数 符号 数值波尔兹曼常数 k -228.6dbw系统噪声温度 Ts 27dbk噪声宽带 Bn 36.8dbhz噪声功率 N -164.8dbw可计算出转发器内的
13、输入上行链路 C/N(C/N)u=Pr/N=-147.1dbw-(-164.8dbw)=17.7db以上求得的是晴天时转发器中的最低信噪比，移动终端天线增益取值为0db.下行链路 C/N 预算参数 符号 数值卫星的 EIRP PtGt 73dbw路径损耗 Lp -127.03dbG/T G 15.3db/k移动端的接收功率 Pr -134.6dbw噪声功率 N -149.0dbw下行链路（C/N）d=-134.6-(-149.0)=14.4db将各个 C/N 转换为比值形式，即（C/N）u=17.7db=58.9,(C/N)d=14.4db=27.5,因而可得输出链路总载噪比为C/N= =1/
14、(0.017+0.036)=18.86=12.75dbdNC)/(1)/(1u3、关键技术及解决途径1，OFDM 子载波可以按两种方式组合成子信道：集中式和分布式，集中式即将若干连续子载波分配给一个用户，这种方式下系统可以通过频域调度选择较优的用户进行传输，从而获得多用户分集增益。另外，集中方式也可以降低信道估计的难度。但这种方式获得的频率分集增益较小，用户平均性能略差。分布式系统将分配给一个子信道的子载波分散到整个带宽，各子载波的子载波交替排列，从而获得频率分集增益。但这种方式下信道估计较为复杂，也无法采用频域调度，抗频偏能力也较差。设计中应根据实际情况在上述两种方式中选择分布式。 2，当卫
15、星转发器的行波管放大器（TWTA）同时放大多个载波时，将产生互调噪声，其影响用载波噪声温度比（C/T）i 来表示。为了确定表征全链路传输质量的载波噪声温度比 C/T,总的等效噪声温度T 应为各部分的噪声温度值和所以有全链路传输质量载波噪声温度比 C/T 为111u1 )/()/()/(/ idTCTCTCT但上述结果在实际工程应用中还是不够，必须考虑到不同的非理想情况并有足够的余量。考虑到余量，在实际应用计算中，上式右端再加一项 作为系统余量。余量的考虑包括尚未计入的附加1)/PTC（损耗和设备不理想情况（调制解调器、同步恢复等） 。3，通信系统中，信道非线形失真会对信号造成损害，非线性失真主
16、要由功率放大器（特别是 载功率放大器）产生，有幅度非线性失真和相位非线性失真。幅度非线性失真即信号输入输出幅度变化特性(AM-AM)是非线性的。相位非线性失真将输入信号的幅度变换转换为输出信号相位的变化。为减少信道的非线性失真，主要是减少放大器带来的非线性失真，一般可采用非线性补偿技术或放大器功率回退技术。非线性补偿的方法之一是根据已知的功率放大器非线性特性用互补的特性进行语补偿。预补偿可以在中频以模拟电路实现，也可以在基带以数字方式进行补偿，本系统采用后者。采用自适应非线性补偿，这样可以在未知功放非线性特性的情况下进行预失真补偿，适应性强，补偿效果好。输入输出补偿能有效地减少多载波信号的互调失真，但是降低了功率放大器的功率效率，对于多载波
