《llc谐振半桥电路分析与设计》由会员分享，可在线阅读，更多相关《llc谐振半桥电路分析与设计（19页珍藏版）》请在金锄头文库上搜索。
1、LLC 谐振半桥电路分析与设计一、简介在传统的开关电源中，通常采用磁性元件实现滤波，能量储存和传输。开关器件的工作频率越高，磁性元件的尺寸就可以越小，电源装置的小型化、轻量化和低成本化就越容易实现。但是，开关频率提高会相应的提升开关器件的开关损耗，因此软开关技术应运而生。要实现理想的软开关，最好的情况是使开关在电压和电流同时为零时关断和开通(ZVS，ZCS)，这样损耗才会真正为零。要实现这个目标，必须采用谐振技术。二、LLC 串联谐振电路根据电路原理，电感电容串联或并联可以构成谐振电路，使得在电源为直流电源时，电路中得电流按照正弦规律变化。由于电流或电压按正弦规律变化，存在过零点，如果此时开关
2、器件开通或关断，产生的损耗就为零。下边就分析目前所使用的 LLC 谐振半桥电路。基本电路如下图所示：A图 2.1 LLC 谐振半桥电路其中 Cr，Lr，Lm 构成谐振腔（Resonant tank） ，即所谓的 LLC，Cr 起隔直电容的作用，同时平衡变压器磁通，防止饱和。2.1 LLC 电路特征（1）变频控制（2）固定占空比 50（3）在开关管轮替导通之间存在死区时间（Dead Time） ，因此 Mosfet 可以零电压开通（ZVS）,二次侧 Diode可以零点流关断，因此二极管恢复损耗很小（4）高效率，可以达到 92+（5）较小的输出涟波，较好的 EMI2.2 方波的傅立叶展开对于图 2
3、.1 的半桥控制电路，Q1,Q2 在一个周期内交替导通，即占空比为 50。所以 VA 为方波，幅值等于Vin，其傅立叶级数展开为公式 1其基波分量为公式 2其中 fsw 为开关频率，Vi. FHA（t ）为谐振腔输入方波电压的基波分量。相应地，谐振腔输出电压（即理想变压器输出）也为方波公式 3其基波分量为公式 4其中 为输出电压相对输入电压的相移，实际上为零。2.3 FHA 电路模型将图 2.1 所示电路的非线性电路做等效变换，可以得到下图：图 2.2 FHA 谐振电路双端口模型FHA（First harmonic approximation）：一次谐波近似原理。该原理是假设能量的传输只与谐振
4、回路中电压和电流傅立叶表达式中的基波分量有关，因此，如果忽略开关频率的影响，则谐振腔被正弦输入电流 Irt 激励，其表达式为：公式 5其中 为输入电流相对输入电压的相移。相应地，谐振腔输出电流 irect 为公式 6由于 Vo.FHA（t）与 irect（t ）同相位，所以谐振电路的输出阻抗为公式 7其中 Rout 为负载阻抗，该阻抗折算到变压器原边的反射阻抗 Rac 为公式 8所以，谐振腔的输入阻抗 Zin（s ）为公式 9变压器增益传递函数 H(S)为公式 10电压增益 M(fsw)为公式 112.4 电压增益 M（fn，Q)分析对电压增益 M（fsw）表达式中的变量进行替换，得到关于 f
5、n，Q 三个参量的函数，新的表达式为公式 12式中参数定义如下：谐振频率 （Lr 与 Cr 谐振） 公式 13特征阻抗 公式 14品质因数 公式 15Lr 与 Lm 电感值比 公式 16归一化频率 公式 17作出 =0.2 时 M（fn ，Q)曲线簇如下图：（横轴为 fn，纵轴为 M）图 2.3 LLC 电压增益曲线其中红色曲线为空载时（Q=0）的电压增益曲线 MOL，随着 fn 趋向于无穷，M OL 逐渐趋向于 M。公式从图中可以看到，对于不同的 Q 值曲线，都会经过 Loadindependent point（fr ，unity gain） ，且该点所有曲线的切线斜率-2。很幸运， loa
6、dindependent point 出现在电压增益特征曲线的感性区域，这里谐振腔电流滞后于输入电压方波（这个是 ZVS 的必要条件） 。通过改变输入谐振回路的方波电压频率可以稳定转换器的输出电压：由于工作区域为电压增益特性的感性部分，所以，当输出功率减小或者输入电压增加时，通过提高工作频率来稳定输出电压。考虑到这个问题，如果转换器工作点与 load-independent point 很接近，那么输出电压的稳定将会与宽负载变化相逆，相应地开关频率变化范围也会很小。明显地，输入电压范围越宽，则工作频率范围也会相应地变的更宽，因此，很难对电路进行优化设计。这也是目前所有的谐振拓扑结构中普遍存在的
7、缺点。一般来说，大功率场合一般都有一级 PFC 电路。对于宽电压输入（ 85Vac264Vac） ，经过 PFC 之后都会升压到 400V，且变化范围不大（ 1015） 。所以对于前端有 PFC 的 LLC 电路来讲，LLC 输入电压的波动很小，因此上述问题不是很严重。工作电压变化范围是：最小工作电压由 PFC pre-regulator 持续能力决定（holdup capability）during mains dips；最大工作电压由 OVP 线路的门限值决定。因此，当输入电压在正常值时，谐振转换器可以在 load-independent point 优化设计，而最小输入电压 during
8、 mains dips 交给谐振腔自身的提升能力处理。 （比如工作点低于谐振点）另外，还可以得到一个空载时（二次侧 Diode 不导通）的谐振频率 fo公式 182.4.1 Mmin 和 fmax 的选取当输入电压 Vdc 最大，输出负载最小时，电压最小增益 Mmin 须大于 M公式 19此时最大归一化频率为公式 202.4.1 Mmax 和 fmin 的选取当输入电压 Vdc 最小，输出负载最大时，电压最小增益 Mmax公式 21此时最小归一化频率为公式 22关于 的分析， 增加相应的变化为：（1）M-fn 平面上的增益曲线向着谐振频率 fnr 收缩，这同时意味着空载谐振频率 fno 增加；
9、（2）空载增益特性渐近线 M逐渐减小；（3）每一条增益曲线的最大增益增加。2.4 归一化阻抗 Zn（fn， Q)分析公式 23作出 =0.2 时 Zn（fn， Q)曲线簇如下图：（横轴为 fn，纵轴为 Zn）其中，红色和蓝色曲线分别为空载和短路时的归一化阻抗特性曲线，所有的 Zn 以两个归一化谐振频率 fno 和fnr 为渐近线，且不同 Q 值的曲线相交于一点，该点的归一化频率 fn.cross：公式 24当工作频率大于交叉频率 fcross 时，输入阻抗随输出电流的增大而减小，当工作频率小于交叉频率时，输入阻抗随输出电流的增大而增大。输出阻抗一直减小。根据 fn 可以将整个图分为三个区间fn
10、fnr 感性工作区fnofnfnr 由阻抗相位决定是工作于感性还是容性区域题外话，通过阻抗特性评估转换器的效率 输入功率公式 25输出功率公式 26所以效率 公式 27其中 为输入阻抗的导纳（admittance） ，等于输入阻抗的倒数(reciprocal)假设 Zn 的虚部为零，即 Zin 为零相位（特征阻抗 Zo 为真实值，不影响相位） ，可以从中解出 LLC 谐振变换器工作于感性和容性区域的临界频率 fz，做归一化处理得到：公式 28其中 fnz 只与固定的 Q 相关，此时输入谐振腔阻抗只有实部（从电源只吸收有用功） 。同时，可以得到最大品质因数公式 29公式 30最大品质因数 Qma
11、x：当小于 Qmax 时，对于相同的 fn 时，谐振腔阻抗呈感性，因此，最大的电压增益Mmax公式 31将 Qz（fn ， ）带入 M（fn，Q）中，得到如 Mz (fn, )的表达式 公式 32因此，在 fnr 和 fno 之间的部分可以画出 Mz (fn，)以确定感性和容性的分界线 borderline，如下图，从图中还可以看到，对于单一 Q 值曲线来讲，最大的增益点总是落在容性区域三、ZVS 约束条件（Qmax 的选择）3.1 概述假设工作在感性区域只是半桥 MOSFET ZVS 的必要条件（necessary condition） ，并不是充分条件(sufficient conditi
12、on)，因为半桥中点的并联电容（在 FHA 分析中被忽略）在转换过程中需要充电（charged）和消耗（depleted） 。为了了解 ZVS 的工作情况，参照下图其中存在两个电容，分别为 POWER MOSFET 的等效漏源极电容（输出电容）Coss 和谐振腔阻抗杂散（stray）电容 Cstray，因此节点 N 处的总电容 Czvs 为公式 33转换过程如下图3.2 ZVS 充分条件为了达到 ZVS,在两个 MOSFET 轮换开通之间存在死区时间 TD。由于工作在感性区域，因此输入电流滞后于输入电压，当半周期结束时，谐振腔的电流 Irt 仍然在流入，这个电流可以消耗储存在 Czvs 上的电
13、荷，从而使节点 N 的电压降为零，所以在另一个开关开启时为零电压开通。在半周期结束时，谐振电流腔中的电流必须可以保证在 TD 时间内，将 Czvs 的电荷消耗完，这就是 ZVS 的充分条件，临界电流 Izvs 为公式 34这个电流等于流过谐振腔的无功电流的峰值（90 度异相） ，这个电流决定电路的无功功率公式 35而有功功率的输入电流 Iact公式 36所以输入电流 Irt公式 37谐振腔电流滞后电压的相位 （工作点的输入阻抗相位）公式 38因此我们可以得到整个工作区间内，半桥 POWER MOSFET ZVS 的充分条件（sufficient condition）的相位判定公式 393.3
14、通过选取 Qmax 来保证 ZVS 的实现满载条件下的 Qzvs1求 tan 对于解出品质因数（满载，最小输入电压，最大增益，最小工作频率）并不方便，因此我们计算Qmax（最大输出功率，最小输入电压） ，此时输入阻抗为零相位(由上边关于 Qmax 的描述可以看到，Qmax 是在Zn 虚部为零的条件下得到的，即相位 等于 0，而零相位则无法满足 ZVS 的充分条件，也就是说半周期结束时的 Irt 不会大于临界值 Izvs)，所以选取（5-10 ）的差度，保证相位 不为零：公式 40从上式得到的结果要验证是否满足 tan 的条件，不满足则需要重新设计。空载条件下的 Qzvs2当然，ZVS 的充分条
15、件需要满足空载且最大输入电压时的情况，这样，满载时 ZVS 的最大品质因数增加了约束条件 。空载时，Q=0，所以公式 41而 公式 42由 ZVS 充分条件知公式 43将上式简化得到空载且最大输入电压时的品质因数公式 44因此，为了确保在整个工作区间，谐振腔可以 ZVS，必须满足最大品质因数 Qmax 小于 min（Qzvs1，Qzvs2）四、过载和短路条件时的工作情况(Operation under overload and short-circuit condition)参考上图中的电压增益特性，假设谐振腔被设计以最大输出功率 Pout.max 工作于感性区域，相应地，Q=Qmax，并假定输出电压相对输入电压的增益大于 1，如图中 M=Mx当输出功率逐渐由零开始向最
