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1、1RCD 与 LCD在 Q1 的 on 期间变压器 T1 的磁束会增加在 T1 会储存磁性能量在 off 期间所励磁的磁性能量会被放出磁束会回复到残留磁束一般有两种 reset 电路 LCD 和 RCD 图 1 图 2RCD 电路如图所示当 Q1 off 时电压经过 D1 对 C10 充电并通过 R6AR6B 释放能量接着当 C10 的电压达到一定的值时D1 截止C10 通过 R6AR6B 进行放电消耗能量直到 next off 来临C10 的波形如图R6AR6B 的波形如图由图可知RCD电路具有电压钳制作用在 ON 期间与 T1 所储存的磁性能量 E1 为E1 21LI由 dtiU得 Li0
2、ONT所以 E1 2假设电阻 R 的电压为 U2则在 R 所消耗的能量 E2 为E2 TU实际上产生的 E1 大于 E2取 E2E1则R2LON2因此 TU2加在 Q1 上的峰值电压 Udsp为 minmaxmax212ONdsp TLRU可以求出 R 值为 minmaxONdspU此即可假设 Udsp使用等级一般选择使用率为 80TOnmin可由下式求得 maxinaminON根据磁心的规格表可求出 A1-Value 值A1-Value (N 为变压器 T1 初级侧圈数)2L所以 LN 2 A1-Value至此即可求出电阻 R时间常数 设定比 T 大很多（约为 10 倍）则 C 为C10然后
3、根据实际效果进一步调整电阻与电容的匹配下面以 DPS180KB1 A 为例进行试验分别调整 RCD 电路中的电容与电阻参数测得各数据如下VC(V) 内容电容 电阻 VDS(V) IDS(A) VDS*IDS(VA) ID1*10(A)MAX MIN47k 706 1.35 2.46 2.42 430 3221.5kp20k 642 1.34 204 2.92 352 20047k 688 1.34 2.22 2.78 408 3604.7kp20k 604 1.33 192 3.10 314 246电阻电压 U2（V CmaxV Cmin）2消耗功率 P2 RU2将上述表格数据代入可得P26.
4、016, 7.618, 6.275, 7.840可知电容增大或电阻减小V DS 降低可以降低开关损耗但是 reset 电路的电功率损失也会增大最实际的就是采用 cut and try 的方式得到最适当的数值但是在电源的功率较大时功率损耗很大电阻的温度将会相当高因此我们有时采用 LCD 代替 RCD 电路3图 IC10V C10图 I R6A（B） V R6A（B ）LCD 电路如图所示当 Q1 off 时电压向 C15 充电并通过 D5 回授能量C15 靠 Q1漏极方为正电压接着当 Q1 on 时C15 与 L2 发生谐振C15 内之电荷经由 L2 放电而流通电流同时对 C4 进行充电C15
5、受正负反转之电压充电随之在 off 时L2 将与 C4 发生谐振如果是理想的则即使电压极性发生反转在 C15 之能量保持不变 无损失然后在 Q1off 时如果 C15 之电压与输入电压一致时则 Q1 之漏极源极电压从 0 开始上升波形如下图4ID VDS IDVDS输入电压与 Cr 电压之差TURN OFF 时Q1 转换时间 Q1 转换时间图 传统 LC Snubber 图 SOFT SWITCH 化后但是Q1 在 off 时对 C15 充电的电压由于加在 Q1 之漏极电压被抑制在输入电压的 2 倍以下而即使在最大负荷时亦不可能达到输入电压之值因而无法完全 SOFT SWITCH, 波形如图但
6、可以降低开关损耗并且电感散热面积大相对于电阻温度不会太高各组件波形图如下: 5VDS 与 VC(C15 靠 D5 端之电压)问题点如何确定电容 C 的大小并且 LC 时间常数与开关频率的关系如何6RCC(Rining choke converter)电路的分析议题: 一.RCC 电路的工作原理及其特点.二.各主要元器件的分析计算及其对电路的影响.三.问题分析与解决.一. 下面我们以 DPS-180KB-1 D 的 STANDBY 电路为例子:图 (1-1)1. 工作原理: 如图 1-1 所示,Q902 的控制极(G 极)由 R914AR914C 得到激活电压后,Q902 开始导通,电流经过 T
7、901 的 8,10 脚,Q902 的漏源极和 R906 到地,同时 T901 开始储能,R906的电压也同时升高,当 R906 的电压达到一定值的时候,Q901 导通,使得 Q902 的 G 极电压拉低,Q902 截止.在 Q902 截止的期间内,由开关变压器 T901 向负载提供能量,在 T901 次级绕组的电流经过 LC 滤波后得到直流输出.当 Q901 由导通变为截止时,Q902 再次导通,如此反复的循环,形成自激振荡.2. 电路特点:RCC 电路有电路简单,功耗低,输出 RIPPLE 小等优点,特别适合于小功率,而且电压和负载调整率要求不高的场合使用.3. 工作方式:在反激式变换器中
8、,一般有两种工作方式:(1)”DCM”(电感电流不连续方式):在储能周期(Ton)中,变压器中储存的所有能量在反激周期(Toff)中都转移到输出端.(2)”CCM” (电感电流连续方式):储存在变压器中的一部分能量在 Ton 末保留到下一个 Ton 周期的开始.7在实际当中,当变换器输入电压在一个较大范围内发生变化,或负载电流在较大范围内变化时,必然跨越工作方式因此,我们要 STANDBY 电路常要求能在完全和不完全能量转换方式下都能稳定工作.但在动态分析的时候,由于这两种工作方式的小信号传递函数是极不相同的.所以要求不同处理,.下面,我们来讨论一下两种工作状态:1)DCM 模式:由于变压器在
9、 Ton 中储存的能量 Toff 中都转移到输出端.所以 Q902 在 Ton 期间,储存在 T901 中的能量为:(电路如图 1-3-1)图 1-3-121ipLIW因此,每单位时间内电源供给的能量,也就是输入功率 Pi为:21ipLi ITP若电路中没有损耗,全部能量都被负载系统吸收,那幺输出功率 Po为:由 Pi=Po得LoRU2Pi=121 2TITILLipoLipTIUonipip21由上俩式可得: (1)RULoni1由上式可知 DCM 模式工作下的 flyback 电路具有如下的特点:1) 输入电压 Uo与 RL有关.R L愈大,则 Uo愈高;反之 Uo愈低. 这就是 flyb
10、ack 变换器的负载不能开路的原因所在.2) Uo与开关管的导通时间 Ton成正比.3) Uo与开关变压器油的初,次级匝数比没关系,只与初级绕组 N1的电感量 L1有关,随 L1的减小而按上式的规律增大.84) 若忽略二极体 VD1的正向压降,开关管 Q1截止时所承受的电压值 UDS为:UDS=Ui+UN1式中, U N1为在 Q1截止期间,次级侧绕组 N2向负载释放电流时,在初级侧绕组 N1上所感应的电压: U N1= oN2所以: U DS=Ui+ (2)o21由上式可知, U DS所承受的电压与 Ui和 RL有关,因此,在负载开路时,容易造成开关管反向击穿而损坏,从而引起烧机.2)CCM
11、 模式:由于变压器在 Q1导通时所存储的能量未能在 TOFF期间完全释放出来,所以在 I2还没有下降到零时, Q 1再次导通.由于变压器能量不能完全释放,容易导致变压器的磁通不能复位,铁芯饱和,电流增大, 引起烧机.由式 d= iTon和式 d= oToff可得UN1UN21:12.Niofn由上式可知 Uo取决于初,次级匝数比,Ton 与 Toff 之比和输入电压的高低,而与负载电阻 RL无关.二.各主要组件的分析计算及其对电路的影响.1. 开关管的选择: 选择的原则:一般应从 MOSFET 所要承受的电压 VDS, ID, RDS(ON)值的大小来考虑.1) 漏-源极间电压的计算:在 Q9
12、02OFF 时,由上述的公式(2)可知 VDS为:UDS=Ui+ :oN21VDS=265* + *5210以 DPS-180KB-1 D 为例,我们取 265V 的输入电压值代入,(N 1:N2=200:11)得=466(V)但由于输出回路含有二极体消耗电压,所以输出电压应大于 5V,而且要考虑留有一定余量,一般 VDS值应取到 600V 左右.2) 漏极峰值电流(I DP)的计算:漏极峰值电流(I DP)可以用输入的平均电流 IIN及输入功率 PIN表示:INOIPSINOINDP VVTI .12.2以 VO=5V, IOUT=2A,及 =30之下,计算得:9PIN= WIVout302
13、*5.AID94.0.13) RDS(ON)值大小的选择:RDS(ON)值的大小直接会影响到 power lose 的大小, R DS(ON)越大,power lose 越大,反之越小,一般选择 RDS(ON)值越小越小好.确定 VDS, IDP, RDS(ON)值的大小后,依准则选择 FQD2N60(600V,2A,4.7)比较合适.2. R902值大小的选择R902是一个电流感应电阻,有过电流,过功率保护作用.R 902值的计算可以根据过电流保护点或过功率保护点来计算:下面以过电流保护点为 3A,=30, D=30, U I=300VDC来计算:ADPIWpIDPooi 57.03*50假
14、设 Q901的 Vbe=0.5V 时完全导通.则 R906= =1.1, 所以 Q906应取 1.1 左右.5.03. R902与 C902的功能:图(2-3)当 Q902导通时,T 901的绕组 5-6 脚的第 6 脚为正电压,绕组通过 R902对 C902充电.使得 Q902的控制极电压迅速上升,上升缘陡峭. 当 Q902截止时, T 901的绕组 5-6 脚的第 6 脚为负电压,C 902通过 R902迅速放电,Q 906的 G 极电压迅速被拉低,下降缘陡峭.10从上面的分析可知, R 902与 C902的功能是使得开关管 Q902G 极的控制电压接近方波.因为 MOSFET 只有工作在
15、截止区和放大区时,POWER LOSE 才最小.整机效率提高.但问题是如何计算 R902,C902值的大小?4. 开关变压器的选择:注意点:1)RCC 的频率除了和输入电压和输入电流有关外,它的振荡频率范围是可以由匝数比控制的,当 大时,V IN的变动对震荡频率的影响就小,但是这会使得psNQ 的 D 极峰值电流加大,使 VDS的饱和损失加大: 如果 减小,虽然 D 极峰值psN电流会减小,但 VDS增大,使得 MOSFET 的耐压受到威慑.5. 吸收电路的选择:由于 STANDBY 电路功率低,从经济角度考虑,选择 RCD 吸收电路比较合适.6. R913,R905,R906,R910的改变对电路的影响:R913bIoVR905R910 bIoR906 输出功率 PO二. 问题的分析与解决:在调试过程中常会遇到输出电压偏高,偏低,纹波偏大,发出”吱吱”叫声,烧机,增大输出电流等问题.1. 输出电压偏高,偏低一般可以根据(二-6)的方法来调整.2. 输出 RIPPLE 偏大:产生 RIPPLE 偏大的原因
