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1、中功率适配器的优选控制器 NCP1603NCP1603 是一款功率因数校正（PFC）和脉冲宽度调制（ PWM）的合成控制器，它可提供极低的待机功耗，适合于中功率的适配器应用，主要关键特点如下：PFC 的特点 . 采用断续导通加临界导通（DCM 和 CRM）两种模式达到接近 1 的 PF 值。 电压型控制。 低的待机功耗。 DCM 时可调整振荡器频率。 外同步能力。 输出过压保护（通常为 107%的正常值）。 欠压锁定关断。 可调的过流保护。 95/140窗口阈值的过热保护。 IC 的 Vcc 欠压锁定（9V/10.5V）.PWM 的特点： 集成化的高压无损起动电流源。 100KHz PWM 电
2、流型工作，待机时有跨越周期的工作能力。 待机时可禁止给 PFC 供电，以实现极低的待机功耗。 故障保护设置延迟时段，且由一个独立变压器绕组执行。 初级过流保护及过压保护锁死。 内部 2.5ms 的软起动。 +/-6.4%的频率抖动，以改善 EMI。 具有窗口阈值的过热保护（140/165）. 欠压锁定（5.6/7.7/12.6V）。主要应用为笔记本电脑及监视器电源。主要应用电路给出如图 1（PFC/PWM 不同步模式）。对于（ PFC/DWM 同步模式）其内部等效电路如图 2。图 1 采用 NCP1603 设计的非同步工作模式 AC/DC 适配器电路IC 的各 PIN 脚功能描述如下：1PIN
3、 Vaux 辅助源，此端接到 Vcc1，以便从 Vcc2 给出 PFC 的 Vcc。Vaux 在下面条件下被禁止：1. Vaux 内部关闭。2. 故障状态，VFB2 3.0V 超出 125mv 即关断。3. 待机状态，VFB2 3.0V ）时被禁止。2. 故障条件（VFB2 3.0V 超过 125ms ）.3. 待机状态。4. 工作电压不够（Vcc2VOVP(3V)。6. 过热保护时，结温超过 150，芯片停止工作。UVLO 起始阈值为 Vcc1(on)的 10.5V，最高允许到 18V，另一方面，V AUX 在 Vcc2 超过 7.7V 时开始工作，因此两个可能的工作区域如图 7 所示。在非
4、可用区域 VAUX 无法令 PFC部分开启，因此，反激变换器变压器的辅助绕组必须给出的电压在 10.5V18V 之间。PWM 部分的调整率图 8 NCP1603 的 PWM 控制部分 NCP1603 的 PWM 部分，即是 NCP1230。系电流型固定频率的 PWM 反激式控制器，且有内部斜波补偿，简单方框图如图 8，100KHz 振荡器已加入了抖动特色，此时钟调节OUT2 令其输出驱动脉冲，电流环反馈信号与电压环反馈信号相与，从而调制其脉宽。最大占空比限制在 80%以内。电流环反馈电路有典型为 200ns 的前沿消隐，以防止由于噪声造成输出复位，检测电阻Rs2 及 Rcs2 检测漏电流 ID
5、，有 02.3V 的抖动斜波加入斜波补偿，以改善电流型在连续模式的工作状态。VFB2 在内部分压除以 3，软起动处理电路减缓了起始的电压环反馈约 2.5ms，2.5ms 后软起动结束。峰值漏电流的斜波向上升约 2.5ms，2.5ms 为 PWM 芯片电路复位用，此时 Vcc2达到 12.6V，这个软起动特色减小了功率器件起动时的瞬态电压及电流应力。过剩电压会导致较多的光耦电流，它将 VFB2 电压拉下，出现过低的占空比，使输出电压减少，不够的电压又会减少光耦电流，若电流太小，V FB2 甚至拉到 3.0V，内部箝制为VFB2/3 = 1V 。如果不去管斜波，则最大可能的漏电流是：注意，电阻 R
6、s2 将影响斜波比较的百分数，这会影响调制，因此，大的 Rcs2 会减小最大占空比。频率抖动是用于缓冲 EMI 信号的，它将主开关元件的能量延展开来，PWM 部分提供典型的+/-6.4%的抖动，锯齿波调制此 100KHz 时钟，以上下 5ms 周期性变化，图 9 示出其变化。图 10 故障时序及其波形故障条件图 10 说明了故障检测电路及其时序。当发生故障时，输出电压崩溃，光耦开路，V FB2内部拉到 3V 以上。然后控制器在 VFB2/3 大于软起动电压 Vss 约 1V 时，在 2.5ms 之后重新起动。当电路开始供电，输出电压尚未建立，FB2 端处于开路，因此这是一个 125ms 时段，
7、容许电路建立初始电压，然后故障条件在误差标识（V FB2 =3V）开始识别出来，要晚大约125ms，当故障检测出，OUT2 变为低电平，电源停止传输功率给输出。另一方面 VAUX 也变低，在错误标识消失后又立即重新储能。 这种故障检测方法提供了先进的辅助绕组的信息，当反激式变压器耦合不好时，此电压不能真实地存在。图 11 给出 Vcc2 和第二级漏电流 Id 在故障条件下的时序图。Vcc 因输出电压崩溃而下降，当 Vcc 降到 Vcc off(7.7V)以下时，输出驱动被禁止，Vcc 电压继续下降，当偏置电压Vcc 降到 Vcc tatch(5.6V)时，起动电流源又被激活，开始给 Vcc 电
8、容充电，直到 Vcc 电压又升到 Vcc(on)（12.6V）于是内部 2.5ms 的软起动被激活。峰值漏电流跟随 2.5ms 的包络，由于开关信号 OUT2 和故障清除后恢复工作时的等待，电源会消耗一部分能量。图 11 故障时序 图 12 待机检测的时序如图 11 所示，NCP1603 有一个故障时加倍打呃的特点，其允许漏电电流在每两个 Vcc打呃周期出现一次，此加倍打呃可进一步减小故障时的功耗。如果故障被清除（VFB23V ）Vcc 保持在 Vcc2（7.7V）以上，电路将恢复其工作，除非Vcc 仍旧在 12.6V7.7V5.6V12.6V 之间打呃，直到故障被清除或 Bulk 电压被拿掉
9、。待机条件输出电压在待机时过度上升会导致 VFB2 下降，设置点为最大 VFB2（3V）的 25%，将此定义为待机阈值。因此，待机阈值为 Vstby = 0.75V。图 12 说明了待机检测电路的工作及时序，当待机条件发生后，控制器等待典型的125ms 后进入输出功率保持低水平状态。这时，V AUX 在 VFB2 立即升到 1.25V 以上时重新复原，此因 VFB2 到了 0.75V 以上，PFC 部分需要在电路重新从待机条件下复原。图 13 及图 14 示出时序及方框图，漏电流的跨越周期行动在 VFB2 低于 0.75V 时再次出现，当 VFB2 大于 0.75V 时，占空比调制由 PWM
10、进行。断续型及临界导通型的 PFCNCP1603 的 PFC 部分即是 NCP1601，其设计成适于低功耗的 DCM 或 CRM 型 PFC 升压电路。并取两者的优点，DCM 方式限制了最大开关频率，简化了前端 EMI 的滤波设计，CRM 则限制了二极管 MOSFET 及电感的最大电流，降低了成本，改善了可靠性，此器件在DCM 及 CRM 方式时都给出了好的 PF 值，而且极大地减少了外围元件数。 图 13 待机条件的时序 图 14 PWM 部分的待机等效电路PFC 部分初始设计工作在固定频率的 DCM，在多数应力条件下， CRM 是另一种选择，它不会令功率因数值退化。另一方面，PFC 部分可
11、以看成一个具有频率箝制的 CRM 控制器，总结一下，PFC 部分在保证 PF 值的情况下拥有 CRM 及 DCM 的优点，基于此升压及振荡频率的选择可采用下面几点考虑。1. DCM 仅设置在高于 CRM 频率范围之处。2. CRM 及 DCM 工作形式以频率设置点分界。3. CRM 仅在 DCM 低频处工作。DCM 需要更大的电感电流，因此 CRM 通常在正弦的峰值处，这样电流应力小一些，而 DCM 在非峰值正弦处，防止开关频率上升，CRM 的变频与 DCM 的定频特色组合。最高频在 DCM 区域，而最低频在正弦峰值处。DCM PFC 电路DCM/CRM 组合的 PFC 升压变换器，示于图 1
12、5，输入电压为整流后的 50Hz/60Hz 正弦信号，MOSFET 以 100KHz 振荡开关，电感 电流 IL 由高频成分及低频成分组成。图 15 DCM-CCM 的 PFC 升压电路 图 16 DCM 时的电感电流波形滤波电容 C FILTER 是一个极重要的低值电容，对应高频的 DCM 电感电流 IL,该滤波电容不能太大，因为它会破坏功率因数，使整流后的正弦波畸变。PFC 的逻辑方法PFC 部分使用专利的 PFC 逻辑方法，设计成 DCM 及 CRM 方式工作，PFC 的这种工作方式描述如下： 如图 16 所示，DCM 方式中，每个开关周期的电感电流 IL 从零开始。而当 t3 = 0
13、时，DCM 的特殊情况即 CRM，此时 PFC 变换器中的 MOSFET 导通，电感电流 IL 在 t1 时段从零增加到 Ipk，与电感 L 及输入电压 Vin 的关系如下：输入滤波电容 CFILTER 及前端 EMI 滤波器吸收电感电流的高频成分。它使输入电流 Iin 成为低频信号。输入阻抗功率因数在此状态被校正，Zin 此时基本恒定或有很慢的变化。MOSFET 导通时间 t1 的占空比调制由反馈信号 Vton 及斜波进行。PFC 调制电路及时段图示于图 17，关系式为：图 17 PFC 调制电路及波形 图 18 Vcontrol 处理电路充电电流 Ich 为 100 A 恒流，斜波电容设计
14、中恒定，因此，根据（8）式，MOSFET导通时间 t1 正比于 Vton。为检测 PFC 的调制比较器， Vton 的最大值受限制，箝在 3.9V，斜波端子 12PIN 也用9V 齐纳箝住，此 Vton 的 3.9V 直接限定了导通时间。Vcontrol 处理电路产生电压 Vton，其由控制电压及零电感电流给出。图 18 的电路给出（9）（10）两式，电阻 R1 的值远高于 R2 的值。 注意：Vton 总是大于或等于 Vcomtrol，总结一下，输入阻抗 Iin 可从（3）（10）两式求出。控制电压 Vcontrol 来自 PFC 升压电路的输出电压，它是个缓慢变化的信号。Vcontrol的
15、带宽由接入的一个外部电容 Ccontrol 来限制，其接于 10PIN，如图 19。内部 300K 电阻及电容 Ccontrol 建起一个低通滤波器，其带宽由（ 12）式表示，通常限制在 20Hz 以下，以更好地实现功率因数校正。Ccontrol 的典型值为 0.1f。图 19 Vcontrol 电路的低通滤波器如果 Vcomtrol 带宽比 50Hz 或 60Hz 更低，输入阻抗 Zin 会缓慢变化或不再恒定，这样功率因数才在 DCM 及 CRM 两种模式下都能实现。PFC 部分输出的最大功率输入输出功率由（13）（14）式给出，电路的效率由假设给出，Vac 为均方根值的输入电压：从（13）（14）式控制电压 Vcomtrol 控制输入输出功率的总量，控制电压的最大值Vcomtrol 为 1.05V，此参数称作最大功率电阻 Rpower(10.5K)，由(15)式定义的可变量为+/-10%，给出可用的最大功率。这意味着最大输入功率及输出功率也限制在 +/-10%以内。最大输入电流 Iac(max)出现在给出最大输入功率 Pin(max)时，其由（18）式给出，标准的均方根值(RMS)为：
