《开关电源环路中的TL431(二)》由会员分享，可在线阅读，更多相关《开关电源环路中的TL431(二)（6页珍藏版）》请在金锄头文库上搜索。
1、开关电源环路中的 TL431作者：安森美半导体产品线应用工程总监 Chri 来源: 电子设计应用 2009 年第 5 期 摘要：虽然上一期文章介绍了如何以 TL431 实现 2 类补偿器。然而在补偿电路方面，TL431 并非万能药。由于原极点和零点之间以固定系数相关联，采用运放构建的补偿器时，运放的灵活性会降低，而这个运放中可以创建自选的中频带增益。为解决LED 串联电阻对可能的增益变化进行钳位的问题，1 类补偿器将提供稳定所选转换器时的灵活性，符合期望。然而，这种 1 类补偿器也有局限，即它不提供任何相位提升。关键词：LED 串联电阻； 1 类补偿器； 2 类补偿器了解基于 TL431 的
2、2 类补偿器的局限图 1 采用 TL431 构建的 2 类补偿器图 2 通过调节原极点和零点之间的距离来选择中频带增益图 1 所示为采用 TL431 的 2 类补偿器，创建了 1 个在原点处的极点 fpo、1 个极点 fp 以及 1 个零点 fz。等式(1) 描述了采用 TL431构建的 2 类补偿器，并显示存在着结合光耦合器寄生电容 Copto 及所增加电容 C2 的举措。(1)从这个等式，可解析下面的极点及零点定义：(2)(3)(4)将等式(2)和等式(3)相除时，可发现原极点和零点之间有下述关联：(5)由于零点固定且取决于上面的电阻 R1 和电容 C1(见等式 3)，调节 LED 串联电
3、阻 RLED 可提供一种改变原极点位置的途径(见等式 2)。通过这种举措，可轻易地将中频带增益调节至所需的值。这就是图 2 所示出的两个不同的原极点位置如何改变中频带增益 G0。然而，光耦合器集电极中所需的电流漂移限制了增加 LED 电阻值的自由度。LED 电阻值不能超过下述值：(6)如决定以光耦合器并联 1 颗 1k 电阻来为 TL431 增加额外的 1mA 偏置，如图 1 所示，上述等式就必须修改，因为这个电流也通过 LED 串联电阻：(7)其中，V out 为输出电压，I bias 为光耦合器与 1 个电阻并联(通常为 1k 以提供 1mA 偏置电流)时的 TL431 偏置电流，V TL
4、431,min 为TL431 能够降至的最低电压(2.5V)，V f 为光耦合器 LED 的正向压降(1V)，CTR min 为光耦合器的最小电流传输比，V CE,sat 为光耦合器饱和电压(300mV1mA 集电极电流 )，这电压强加最低反馈电压，V dd 为上拉电阻的内部偏置电压，通常为 5V。在等式(5)中代入等式 (6)，就得出采用 TL431 的 2 类补偿器能够达到的最小中频带增益：(8)在 5V 转换器的案例中，如果使用上述值，中频带增益值就无法调节至低于 10dB。如果用等式(7)来计算 RLED，情况则会更差。这种限制的含义是什么？所采用的补偿技术意味着电源段增益曲线 H(s
5、)有向上或向下移动一定量的增益(或衰减)，从而在所选频率处实现 0dB 交越。基于运算放大器的 2 类补偿器在周围元件的选择方面提供了足够的设计灵活度，可在交越频率放大或降低电源段增益曲线。相反，当所选交越频率涉及到增益曲线上的一个点(这个点涉及到有限的增益或更坏情况下涉及到有限的衰减)时，等式(8)提出了相当严格的设计限制。假定电源段增益曲线上所选交越点幅度为-5dB 。为了在这一点交越，可能需要在所选频率将整个曲线移动+5dB 。遗憾的是，等式 (8)要求的 17dB 最小增益限制使得不能达到这个目标，没有任何办法来背离这个限制。如果在交越频率出现大量的增益超出，如在功率因数校正器(PFC
6、)的案例中，情况会进一步恶化。此时应该怎么做？可以在所需中频带增益与等式(8)相符合的不同区域选择交越频率，或者确定出不需要相位提升的区域。通过这种选择，简单的 1 类补偿器就可以完成工作。在这种情况下，由于中频带增益参数消失，可针对 TL431 采用不同的计算策略。采用 TL431 的 1 类补偿器其原理与图 1 并没有不同，且等式(1) 仍有效。然而，为了执行整合功能，并单独保持原极点( 不变)，必须使上面的极点和零点相一致。然后，选择阻值与等式(6)提供的结果相符合的 LED 电阻。它与 2 类补偿器的区别在于前面的 LED 电阻选择。以 5V 输出为例，并考虑如图 1 的方式提供 1m
7、A 偏置，就能计算出这个电阻能够采用的最大值：(9)在这个结果的基础上留出 50%的裕量，就能将 RLED 电阻值固定为 420 或 470，使其作为额定值。零点和极点一致后，就可得出等式(3)的值等于等式 (4)的值，从中可解析出零电容值：(10)在等式(2) 中采用等式 (10)来代替 C1，得到由电容 C2 与光耦合器寄生电容 Copto 并联构成的极点电容的定义：(11)现在，必须选择原极点位置，使交越频率 fc 处的衰减 Gf 精确地补偿电源段波特图中读得的增益超额或缺额。原极点转换功能如等式(13)所示，其中 po 代表原极点：(12)可从上述等式计算出交越频率处 G(s)的幅度：
8、(13)现在可解析出原极点位置，并代入等式(11)来得到 Cpole：(14)一旦知道了 Cpole，就可以使用等式(10)来得到 C1。图 3 使用 MC33262 等电流模式边界线控制器的反激模式单段 PFC图 4 电源段波特图显示工作在 100Vrms 输入电压时有 12.2dB 的增益超额应用示例为展示 1 类补偿器的设计，本文选择使用反激式结构、提供 12V 输出电压的单段式 PFC。这一电路采用了诸如 MC33262 这样的边界线控制器。这种控制器工作在峰值电流模式，但应用电压模式架构的安森美半导体 NCP1606 则会产生这样的效果：两者都可工作在固定导通时间。图 3 所示为采用
9、参考文献中研究的自动跳变流模式构建的应用示意图。峰值电流设定点的具体确定，实际上是以光耦合器集电极上出现的误差信号来对电阻 R1 上面部份端子处存在的整流全波信号的幅度进行调制来实现的。输出电压为预计的 12V，它以 100Vrms 输入电压提供 100W 功率。所显示的偏置点可确定直流点的计算。可从图 4 中所示的电源段波特图开始研究环路的稳定性。这个图既能通过分析方式来手动产生，也可以像此前所做的一样以SPICE 仿真器来产生( 见本杂志 2009 年 4 月刊第 76 页的开关电源环路中的 TL431一文)。由于现在处理的是 1 类补偿器，交越点没有增加的相位提升。将相位裕量保持在大于或
10、等于 45，自然会限制交越频率约为 15Hz，而正是在这个频率电源段相位旋转开始超过 45。在 10Hz 频率时，旋转为 -36，而超额相位达到 12.2dB。而在传统 2 类配置中使用等式(8)，则无法将增益降到低于-5dB，但此处需要将在波特图的幅度 10Hz 时降低-12.2dB，因此，在本案例中 1 类补偿器是强制性要求。现列举一下计算步骤：1. 计算容许的最大 LED 电阻：(15)采用 2.2k 电阻值，可以得到适宜的安全裕量。2. 计算 10Hz 交越频率时所需的衰减：(16)3. 确定原极点位置：(17)4. 采用 250A 分流桥电流 Ibias(该电流在噪声免疫性和待机能耗
11、性能方面提供极佳折衷)，计算出上面及下面的电阻值：(18)(19)其中采用 TL431 内部参考电压 Vref。5. 计算所需的极点电容值：(20)知道光耦合器寄生电容 Copto (假定已确定/解析出它为 2nF)，就可以计算增加的电容值 C2。结合等式(20)提供的结果，就可知道在这个特别案例中光耦合器极点没有影响：(21)出于这个目的，将使用 10F 电解电容。图 5 一旦获得补偿，交越频率就达到期望的 10Hz图 6 单段 PFC 反激转换器的瞬态响应。对于这种结构是典型的输出纹波6. 通过上述值来计算零电容值：(22)将选择 4.7F 电解电容。将这些值应用到图 3 的元件中，就会获
12、得如图 5 所示的环路增益图 T(s)。这里考虑 10Hz 的交越频率以及 55的相位裕量。得益于平均模型仿真速度，很快就可以仿真出启动序列，并在输出稳定时检测输入电流。两个波形都显示在图 6 中。输出并没有过冲，并展现出等式中定义的相当大的纹波：(23)然而，这仿真显示了略低的纹波幅度。功率因数测得为 0.963，也是这种架构下的典型功率因数。结语2 类配置补偿器中采用的 TL431 会将可达到的最小增益向下钳位，不能应用在超额增益需要补偿的情况。在不需要相位提升的情况下，TL431 补偿器可重新排置，以用于原极点能够被布设为任意频率处交越的 1 类应用中。参考文献1. C. Basso. Switch Mode Power Supplies: SPICE Simulations and Practical Designs. McGraw-Hill, 2008
