© 2009 Fairchild Semiconductor Corporation Rev. 1.0.0 • 2/16/11 AN-9067 LLC 谐振变换器中 MOSFET 失效模式的分析 摘要 提高功率密度已经成为电源变换器的发展趋势为达到这个目标，需要提高开关频率，从而降低功率损耗、系统整体尺寸以及重量对于当今的开关电源 (SMPS)而言，具有高可靠性也是非常重要的零电压开关 (ZVS) 或零电流开关 (ZCS) 拓扑允许采用高频开关技术，可以最大限度地降低开关损耗 ZVS拓扑允许工作在高频开关下，能够改善效率，能够降低应用的尺寸，还能够降低功率开关的应力，因此可以改善系统的可靠性 LLC谐振半桥变换器因其自身具有的多种优势逐渐成为一种主流拓扑这种拓扑得到了广泛的应用，包括高端服务器、平板显示器电源的应用但是，包含有 LLC谐振半桥的 ZVS桥式拓扑，需要一个带有反向快速恢复体二极管的 MOSFET，才能获得更高的可靠性本应用笔记讨论了 LLC谐振变换器中潜在失效模式和机理，并为防止失效，提供一种简单、高性价比的解决方案 引言 在功率变换市场中，尤其对于通信 /服务器电源应用，不断提高功率密度和追求更高效率已经成为最具挑战性的议题。
对于功率密度的提高，最普遍方法就是提高开关频率，以便降低无源器件的尺寸零电压开关 (ZVS)拓扑因具有极低的开关损耗、较低的器件应力而允许采用高开关频率以及较小的外形，从而越来越受到青睐[1][2]这些谐振变换器以正弦方式对能量进行处理，开关器件可实现软开闭，因此可以大大地降低开关损耗和噪声在这些拓扑中，相移 ZVS全桥拓扑在中、高功率应用中得到了广泛采用，因为借助功率 MOSFET的等效输出电容和变压器的漏感可以使所有的开关工作在 ZVS状态下，无需额外附加辅助开关然而， ZVS范围非常窄，续流电流消耗很高的循环能量近来，出现了关于相移全桥拓扑中功率 MOSFET失效问题的讨论[3]这种失效的主要原因是：在低反向电压下， MSOFET体二极管的反向恢复较慢另一失效原因是：空载或轻载情况下，出现 Cdv/dt直通在 LLC谐振变换器中的一个潜在失效模式与由于体二极管反向恢复特性较差引起的直通电流相关[5][6]即使功率 MOSFET的电压和电流处于安全工作区域，反向恢复 dv/dt和击穿 dv/dt也会在如启动、过载和输出短路的情况下发生 LLC谐振半桥变换器 LLC谐振变换器与传统谐振变换器相比有如下优势[7]： 宽输出调节范围，窄开关频率范围 即使空载情况下，可以保证 ZVS 利用所有的寄生元件，来获得 ZVS。
LLC谐振变换器可以突破传统谐振变换器的局限正是由于这些原因， LLC谐振变换器被广泛应用在电源供电市场 LLC谐振半桥变换器拓扑如图 1所示，其典型波形如图 2所示图 1中，谐振电路包括电容 Cr和两个与之串联的电感 Lr和 Lm作为电感之一，电感 Lm表示变压器的励磁电感，并且与谐振电感 Lr和谐振电容 Cr共同形成一个谐振点重载情况下， Lm会在反射负载 RLOAD的作用下视为完全短路，轻载情况下依然保持与谐振电感 Lr串联因此，谐振频率由负载情况决定 Lr 和 Cr决定谐振频率 fr1， Cr和两个电感 Lr 、 Lm决定第二谐振频率 fr2，随着负载的增加，谐振频率随之增加谐振频率在由变压器和谐振电容 Cr决定的最大值和最小值之间变动，如公式 1、 2所示 rr1rCL21f•π= (1) ()rmr2rCLL21f•+π= (2)图 1. LLC谐振变换器 AN-9067 APPLICATION NOTE © 2009 Fairchild Semiconductor Corporation Rev. 1.0.0 • 2/16/11 2 图 2. LLC谐振变换器的典型波形 LLC谐振变换器的失效模式 启动失效模式 图 3. 启动时功率 MOSFET的测得波形 图 4. 启动时功率 MOSFET的仿真波形 图 3和图 4给出了启动时功率 MOSFET前五个开关波形。
在变换器启动开始前，谐振电容和输出电容刚好完全放电与正常工作状况相比，在启动过程中，这些空电容会使低端开关 Q2的体二极管深度导通因此流经开关Q2体二极管的反向恢复电流非常高，致使当高端开关Q1导通时足够引起直通问题启动状态下，在体二极管反向恢复时，非常可能发生功率 MOSFET的潜在失效图 5给出了 LLC谐振半桥变换器启动时的简化波形 图 6给出了可能出现潜在器件失效的工作模式在 t0~t1时段，谐振电感电流 Ir变为正由于 MOSFET Q1处于导通状态，谐振电感电流流过 MOSFET Q1 沟道当 Ir开始上升时，次级二极管 D1导通因此，式 3给出了谐振电感电流 Ir的上升斜率因为启动时 vc(t)和 vo(t)为零，所有的输入电压都施加到谐振电感 Lr的两端这使得谐振电流剧增 dtLNN)t(v)t(vVdirspoLinr⋅−−=(3) 图 5. 启动状态下潜在失效模式的简化波形 在 t1~ t2时段，MOSFET Q1门极驱动信号关断，谐振电感电流开始流经MOSFET Q2的体二极管，为MOSFET Q2产生ZVS条件这种模式下应该给MOSFET Q2施门极信号由于谐振电流的剧增，MOSFET Q2体二极管中的电流比正常工作状况下大很多。
导致了MOSFET Q2的P-N结上存储更多电荷 在 t2~t3时段， MOSFET Q2施加门极信号，在 t0~t1时段剧增的谐振电流流经 MOSFET Q2沟道由于二极管 D1依然导通，该时段内谐振电感的电压为：spoLNNtvtv ⋅+ )()( 该电压使得谐振电流 ir(t)下降然而，spoLNNtvtv ⋅+ )()( 很小，并不足以在这个时间段内使电流反向在 t3时刻， MOSFET Q2电流依然从源极流向漏极另外， MOSFET Q2的体二极管不会恢Id_Q2:2A/div Id_Q1:2A/div Vds_Q1:100V/div Vds_Q2:100V/div 1us/div AN-9067 APPLICATION NOTE © 2009 Fairchild Semiconductor Corporation Rev. 1.0.0 • 2/16/11 3 复，因为漏源极之间没有反向电压下式给出了谐振电感电流 Ir的上升斜率： dtLNNtvtvdirspoLr⋅+=)()((4) 在 t3~t4时段，谐振电感电流经 MOSFET Q2体二极管续流尽管电流不大，但依然给 MOSFET Q2的 P-N结增加储存电荷。
在 t4~t5时段， MOSFET Q1通道导通，流过非常大的直通电流，该电流由 MOSFET Q2体二极管的反向恢复电流引起这不是偶然的直通，因为高、低端 MOSFET正常施加了门极信号；如同直通电流一样，它会影响到该开关电源这会产生很大的反向恢复 dv/dt，有时会击穿MOSFET Q2这样就会导致 MOSFET失效，并且当采用的 MOSFET体二极管的反向恢复特性较差时，这种失效机理将会更加严重 (a) t0-t1 (b) t1-t2 (c) t2-t3 (d) t3-t4 (e) t4-t5 图 6. LLC谐振半桥变换器的潜在失效工作模式 AN-9067 APPLICATION NOTE © 2009 Fairchild Semiconductor Corporation Rev. 1.0.0 • 2/16/11 4 过载失效模式 图 7. LLC谐振变换器的直流增益 图 7给出了不同负载下 LLC谐振变换器的直流增益特性曲线根据不同的工作频率和负载可以分为三个区域谐振频率 fr1的右侧（蓝框）表示 ZVS区域，空载时最小第二谐振频率 fr2的左侧（红框）表示 ZCS区域， fr1和 fr2之间的可能是 ZVS或者 ZCS，由负载状况决定。
所以紫色的区域表示感性负载，粉色的区域表示容性负载图8给出了感性和容性负载下简化波形当开关频率fsfr1，谐振电路的输入阻抗为感性MOSFET电流在开通后为负，关断前为正 MOSFET开关在零电压处开通因此，不会出现米勒效应从而使开通损耗最小化 MOSFET的输入电容不会因米勒效应而增加而且体二极管的反向恢复电流是正弦波形的一部分，并且当开关电流为正时，会成为开关电流的一部分因此，通常 ZVS优于 ZCS，因为它可以消除由反向恢复电流、结电容放电引起的主要的开关损耗和应力 图 9给出了过载情况下工作点移动轨迹变换器正常工作在 ZVS区域，但过载时，工作点移动到 ZCS区域，并且串联谐振变换器特性成为主导过载情况下，开关电流增加， ZVS消失， Lm被反射负载 RLOAD完全短路这种情况通常会导致变换器工作在 ZCS区域 ZCS（谐振点以下）最严重的缺点是：开通时为硬开关，从而导致二极管反向恢复应力此外，还会增加开通损耗，产生噪声或 EMI 0.00 0.25 0.50 0.75 1.00 1.25 1.50 1.75 2.00 2.250.00.51.01.52.02.5500% load150% load100% load50% loadGainFs/Fr图 9. 依赖负载条件 LLC谐振变换器的工作点 二极管关断伴随非常大的 dv/dt，因此在很大的 di/dt条件下，会产生很高的反向恢复电流尖峰。
这些尖峰会比稳态开关电流幅值大十倍以上该大电流会使 MOSFET损耗大大增加、发热严重 MOSFET结温的升高会降低其dv/dt的能力在极端情况下，损坏 MOSFET，使整个系统失效在特殊应用中，负载会从空载突变到过载，为了能够保持系统可靠性，系统应该能够在更恶劣的工作环境中运行 图 10. 过载时功率 MOSFET的测量波形 AN-9067 APPLICATION NOTE © 2009 Fairchild Semiconductor Corporation Rev. 1.0.0 • 2/16/11 5 图 11. 过载时功率 MOSFET的仿真波形 图 12. 过载时潜在失效模式的简化波形 图 10和图 11给出了过载时功率 MOSFET开关波形电流尖峰发生在开通和关断的瞬间可以被认作是一种“暂时直通”图 12给出了过载时 LLC谐振变换器的简化波形，图 13给出了可能导致器件潜在失效问题的工作模式 在 t0~t1时段， Q1导通，谐振电感电流 Ir为正由于MOSFET Q1处于导通状态，谐振电流流过 MOSFET Q1沟道，次级二极管 D1导通 Lm不参与谐振， Cr与 Lr谐振。
能量由输入端传送到输出端 在 t1~t2时段， Q1门极驱动信号开通， Q2关断，输出电流在 t1时刻为零两个电感电流 Ir和 Im相等次级二极管都不导通，两个输出二极管反向偏置能量从输出电容而不是输入端往外传输因为输出端与变压器隔离，Lm与 Lr串联参与谐振 在 t2~t3时段， MOSFET Q1 依然施加门极信号， Q2关断在这个时段内，谐振电感电流方向改变电流从MOSFET Q2的源极流向漏极 D2开始导通， D1反向偏置，输出电流开始增加能量回流到输入端 在 t3~t4时段，关断 MOSFET Q1和 Q2的门极信号，谐振电感电流开始流过 MOSFET Q2的体二极管，这就为。