技师职称论文(葛中海)

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1、11广东省工人技师职称（务）申请评审论文论文题目：便携式 VCD/CD DC-DC变换器原理剖析DC-DC Converter in Portable VCD/CD Player姓名：葛中海单位：中山市高级技工学校原技术工种名称：电子技术申报时间：2009 年 5 月 16 日星期六广东省劳动和社会保障厅制22论文题目：便携式 VCD/CD DC-DC 变换器原理剖析作 者：葛中海摘 要：本文讨论了低压 DC-DC 变换器，升、降压变换器的模型及实例电路，提出优化参数设计的方法关键词：DC-DC 变换器 降压变换器 升压变换器 占空比近两年来 VCD 向小型化，轻量化、超薄型迅猛发展，于是便携

2、式 VCD&MP3&CD 三合一产品如雨后春笋应运而生，特别是珠江三角洲地区，生产此类产品的企业有几十家之多。不管它采用哪一家的方案，唯独其电源变换部分几乎一样，部分进口便携式 CD 机也采用此电路，所以它有相当的通用性。大家知道所谓便携式产品，一方面可以用电池（干电池或充电电池）工作，另一方面，因为它具有外接电源接口，可以连接外部电源适配器。于是，对机器而言无论电源（电池或适配器）电压高或是低，系统都应该能正常工作，这就是为什么便携式 VCD/CD 必须有 DC-DC 变换电路的原因所在。便携式 VCD/CD 内部有两套 DC-DC 变换电路：一套供给伺服系统的驱动部分，这部分变换的电压不要

3、求很稳定，但要求伺服尽可能省电；另一套供给除伺服系统以外其它集成电路使用，这部分的电压有控制电路稳压，所以要求电压一定要稳定。一、降压型 DC-DC 变换器1降压型 DC-DC 变换器模型为了便于讲解第一套的 DC-DC 变换电路，先介绍一下降压型 DC-DC 变换器的等效模型，如图（1）所示。图（1） 降压型 DC-DC 变换器等效模型开关 S 导通时加在电感 两端的电压为 ，这期间电感 由电压 励磁、电感存L)(VoiL)(Voi储能量，磁通量增加量为： （1）ONONti开关 S 断开时，由于电感电流连续，二极管为导通状态。输出电压 与开关导通时方向相反加到电感 上，这期间电感 消磁、电

4、感释放能量，磁通量减少量为：LL33（2）OFOFtVo稳态时，电感 磁通量增加量与减少量相等，即 ，联立（1） 、 （2）式可得：L OFN，其中 是占空比，iDitVoOFN FNtD显然这种结构形式的 DC-DC 变换器输出的电压只会小于或等于输入的电压，所以称之为降压型变换器。2降压型 DC-DC 变换器的实例降压型 DC-DC 变换器实例电路如图（2）所示。降压型 DC-DC 变换器没有稳压控制，其中 Servo-PWM 是电源管理集成电路的驱动输出，它的脉冲宽度由主轴、滑动、寻迹、聚焦四组输出电压控制，哪一组输出电压高(表示负载重)就取样该组电压，与内部基准电压比较、控制输出 PW

5、M 脉冲。Vcc 接电池正极（外接电源适配器经 1N4001 也连接该网络） 。 当 Servo-PWM=0 时 S8550 饱和导通，肖特基二极管 D1 反偏截止，电感 励磁、储能；当 Servo-PWM=1 时 VT1 截止，肖特基二极管 VD 正L偏导通，电感 续流释放能量，Servo-Vcc 输入到电源管理集成电路内部，供电给四组（主轴、L滑动、寻迹、聚焦）H 桥形驱动电路。PWM 周期一般在 60KHz120KHz，大小可由电源管理集成电路的第脚外接不同电容而改变，比如接 330PF 大约 95KHz。二、升压型 DC-DC 变换器1升压型 DC-DC 变换器模型为了讲述升压型 DC

6、-DC 变换电路，先简单介绍一下升压 DC-DC 变换器的等效模型，如图 3 所示。44图（3） 升压型 DC-DC 变换器模型开关 S 导通时，输入电压加 Vi 在电感 上，这期间电感 由输入电压 Vi 励磁、电感存储能LL量，磁通量增加量为： （3）ONtVi开关 S 断开时，由于电感电流连续，二极管转为导通状态。输出电压 与开关导通时)(Vio方向相反加到电感 上，这期间电感 L 消磁、电感释放能量，磁通量减少量为：L（4）OFOFtio)(稳态时，电感 中磁通量增加量与磁通量减少量相等，即 ，因此代入上述（3） 、OFN（3）式可得： 其中 是占空比，ViDitVoOFN1 1OFNt

7、D显然这种结构形式的 DC-DC 变换器输出的电压只会大于或等于输入的电压，因此它属于升压型变换器。2升压型 DC-DC 变换器实例升压型 DC-DC 变换器实例电路如图（4）所示。升压型 DC-DC 变换器有稳压控制，变换后的电压值为 3.0V。图（4） 升压型 DC-DC 变换器实例在这个 DC-DC 变换器电路中，变压器 T 是电能转换的核心器件。图（4）显示变压器 1、3 脚是同名端，2、4 也是同名端，2、3 脚通过 PCB 板铜箔连接。实际设计时变压器 T 初级绕组的电感量约 100120uH。3工作原理正常工作时 PWM 输出脉冲信号，经 R1 加到 VT1 基极（电容 C2 并

8、联于 R1，是加速电容） 。PWM和 VT1 集电极波形如图（5） 。当 PWM=1 时 VT1 饱和导通，变压器 T 的 2、3 脚相当于接地；参照前面的分析可知变压器T 初级励磁、蓄能，根据同名端可知变压器 T 的初级极性上正下负，次级极性上负下正，其各脚55电压梯度如下表（1）所示：端子号 电压梯度 对地电压1 高 电源 Vc2、3 中 04 低 2表（1）其中 是次级感生的电压，与电源 V 及初、次级匝比有关。2V读者可能会问： 究竟是多少呢？ 由上述分析可知：VT1 导通时变压器 T 的 2、3 脚电压2为 0，此时初级被激励产生反电动势（即感生电压）等于 ，因此次级感生电压为 (c

9、VcM是次、初级匝比） ，如图（6） 。CH2 是变压器 4 脚波形，位于测量线以下的电压就是 。M图（5） 1 是 PWM 脉冲，2 是 VT1 集电极波形 图（6） 1 是变压器 2、3 脚波形，2 变压器 4 脚波形当 PWM=0 时 VT1 截止，变压器初、次级电压极性反转，根据同名端可知变压器初级极性上负下正，次级极性上正下负，其各脚电压梯度如下表（2）所示：端子号 电压梯度 对地电压1 低 电源 Vc2、3 中 + 14 高 + + 2表（2）其中 、 分别是变压器初、次级感生的附加电压。1V2注：这里所讲的“上负下正” ， “上正下负”都是相对谁比谁高而言，并不是对“地”的电压值

10、为“正”或“负” 。同理： 、 究竟是多少呢？1266VT1 截止时变压器 2、3 脚电压遵循 DC-DC 变换器输出电压公式 即ViDo1，这个值减去电源 ，即初级感生的附加电压 ，而次VcD13.2 Vc cc3.2级感生的附加电压 可由初、次级绕组的匝比 计算得到： ，所以2MM1变压器 4 端电压为： VcDV123.24因此，可以这样理解图（6）波形：当 VT1 导通时变压器 2、3 端电压为 0，变压器 4 端电压为 ，即 4 脚端是负电压；当 VT1 由导通转为截止时变压器 2、3 脚电压跳变为VcM，变压器 4 端电压跳变为 这也是图（6）CH2 波形高 CH1 波形D13.2

11、 VcM14原因所在！启用数字示波器 CURSR 功能，测量 PWM 开关周期 ，如图（7） 。usT0.8图（7）1 是变压器 2、3 脚波形，2 变压器 4 脚波形 图（8） 测量 VT1 导通时间 nstON0.51读者是否想知道 VT1 导通时间 为多少呢？好！笔者也是这么想的！ONt关掉 CH2、拉开波形，测量 VT1 导通时间 ，如图（8） 。根据占空比定义nstON0.51， ，则占空比 。usT10.8nstON0.51 63.uTD4计算验证由图（6）可以读出 VT1 导通时次级感生电压 （即 ） ，实际测量V4.12VcM4.1，因此 。于是求解 、 ，有Vc20.3438

12、.02cVM3.图（6）示波器测量为D.13.2 4.377（理论推导和实际测量差别很小） VcDMV51.314也就是说，在 VT1 导通时变压器 4 脚电压 虽然大于 2、3 脚电压 ，但差别并不大从4 3.2图（6） 、图（7）波形显示也可以印证之。为了证明它正确性和准确性，而非笔者瞎编乱造。试再举一例：负载不变调节电源 ，使Vc。测量 VT1 导通时间 ，如图（9） 。Vc0.2ustON80.2图 9 测量 VT1 导通时间 图（10） 1 是变压器 2、3 脚波形，2 变压器 4 脚波形ustON80.2已知 ，则占空比 。usT10.8 34.0.TD于是可以求得 、 ，即3.2

13、V4Vc03.1. VcDM48.314电压波形如图（10） ，示波器测量 电压为 ，和计算结果差别较小。在这里我们注.26.意到当负载不变而电源电压降低时占空比增大！实践还发现当电源电压降低约 3V 以下时 基本3.2V不变，系统要稳定输出 3V 电压，必需自适应调整占空比使 略高于 3V。3.2V有些公司设计时去掉 D1，而把 R3（330）改为 1K，结果在不经意中造成 VT2 功耗的增加。理 论分析占空比会增大，这样就无端增加了功耗对于便携式电器而言当然不利。在系统供电电压没有变化、 负载一定的情况下，占空比无端增大， 说明功耗增大了，而增大的功率被 VT2转化热损耗。补充：由 可知，

14、若 减小而 基本不变，则占空比 一定要增大，直到 大到集VcD13.2 c3.2VDD成电路设计的极限值、系统崩溃为止，如图（11） 。88图（11） 系统崩溃时 VT1 集电极波形顺便说一下 VT2 开关的原理。当 VT1 截止时变压器 4 脚电压通过 C4 耦合、R2 限流促使 VT2 导通，变压器次级绕组给电容C4 充电；当 VT1 导通时变压器 4 脚电压跳变为负值，此时变换器输出的电压经 D1、R3 给电容 C4放电，以便于下一个周期 C4 能正常工作。电容 C3 用于防止 VT2 高频自激。附言：这是笔者于 2003 年写成的文章， 发表在电子产品世界2003 年第 15、17 期

15、（由于原文太长，本文作了适当删改）。笔者 2000 年就接触这 两个电路：第一个容易理解，第二个困扰我很久，后来多次测试波形、再与同事讨论后终于搞明白。虽然许多公司生 产的便携式 VCD/CD 都采用 这个电路，但真正完全理解的人并不多，大都 仅限于VT1、VT1 轮流导通而已，特别 是变压器初、次 级电感量及匝比 设计不合理，造成整机功耗偏大和低压时工作M不稳定、过早崩溃等故障，部分公司更是短路 D1 无谓增加功耗，因此当时写出来与大家共享。作者简介：笔者于 1995 年秋来到广东，先后任 职于广东爱多电器公司、广东金正电器公司、南海能兴电子公司、广东步步高电子公司开发部，历任助理工程 师、工程 师 、高级工程师和开发部经理等职。在企业近十年的工作中，本人主要从事 VCD、DVD、便携式 CD/MP3 和便携式 VCD/CD/MP3 开关电源和各型充电器的设计、研发，在此过程积累了大量的实践经验。从 2003 年起，笔者把多年的工作经验及经典电路解析编辑写成文章，先后发表在电子报 、无线电、 家电维修和电子产品世界杂志上，迄今已有二十多篇。2004 年 8