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1、变压器设计对反激变换器的效率起着至关重要的作用。例如，通过使高频损耗（通常指“趋肤效应”和“邻近效应” ）最小化来提高效率。趋肤效应是导体内高频交流电流的分布趋向于道题表面。邻近效应是当导体靠近一个通交流电流的导体时，其内部产生涡流。线的类型和大小对这种特征有很大的影响， “绞合线（由多个线绕在一起，以减少高频损耗）通常提供了最好的的性能，而多股卷绕股线提供可接受的结果。堆叠绕组也影响接近效应损耗。有时，可以权衡邻近效应损耗和直流电阻损耗来确定的股数，使绕组损耗最小。对反激变换器邻近效应损耗的预测并非易事，需要通过实验室来验证，因为电流不在初次级同时流通，一种预测方法使用的 -参数的曲线图 (
2、如图 16)在图 16 中， ，Q与一个固定频率的一层功率损耗成比例。它可以有方程来估计式中，d 是线的直径，do 是线的中心到中心的间隙。其他影响效率的因素为交叉调整率。例如，用于功率辅助电源轨控制器门开关损耗有着直接的影响。另外，较差交叉调节可能造成过量的电流有效值低功耗次级绕组和出电容的 ESR。初次级之间高的漏感意味着钳位电路和缓冲电路的更多的能量损耗CCM 模式（低传导损耗和磁芯损耗）通常比 DCM 模式效率更高气隙的边缘磁通。反激变换器中，保持绕组远离边缘磁场是很好的办法（通常不实际）变压器的匝比，它必须是占空比最优，使效率最高。图 17 表明，最佳的占空比可以使传导损耗最小。初级
3、电流的平方乘以 20 与次级电流的平方乘以 20 比较，这个 20 倍是任意的，假设初级电路的电阻（包括变压器绕组和 MOSFET）比次级电路中的电阻高 20 倍还多。整个输入电压范围在分析中应该考虑。F、反激变压器总结反激式变压器是反激式电源的一个重要组成部分。电源设计人员需要有一个透彻的理解，如何控制和利用变压器的寄生效应以获得最佳的变换器的性能和效率，以下是一个设计准则的总结：初级绕组与主次级绕组（大电流）间漏感最小。这可能包括最大限度地减少绕组间的距离，并使用具有长而窄的窗口（这也降低了邻近效应损耗）来获得最小的层数。使主要的次级与用于反馈控制的辅助次级间漏感最小。然而，不要去使初级与
4、这个绕组的漏感最小。在必要时，由于振铃效应，插入一个低阻值的辅助绕组。无反馈调节的辅助输出的应用使所有次级绕组间的漏感最小考虑所有辅助次级绕组使用多股并绕没有必要减少初级与辅助绕组（小电流）的漏感，而是优化绕组从而获得更好的交叉调整率使这次输出尽量工作在 CCM 与 DCM 临界，以获得好的交叉调整率使主输出工作在 CCM 模式下可以获得更好的交叉调整率，一个方法是使用同步整流（同时可以提高效率）如果交叉调整率在轻载时不好，考虑使用假负载不要想当然认为主输出在辅助绕组短路时会自动保护电路。必要时可以考虑使用专用的短路保护模块来保护输出初级钳位电压对交叉调整率一定的影响。对于轻载输出，减小钳位电
5、压通常会提高交叉调整率。然而，如第五节和第六节中所讲，选择钳位电压时要考虑其他因素。在必要时考虑使用多股并绕或绞合电线可以达到最佳效率。变压器匝数比对占空比和效率有着直接的影响。为了验证分析和优化设计，通常在实际环境中去测试变压器性能。Page 23这种拓扑的第二种特征和工作方式是输出负载电流限制高度依赖于直流输入电压。在一个比较高的输入电压时，占空比较低，这就意味着一个周期内磁化能量传递给输出端的比例更大。正常供电控制器有一个基于初级电流检测的固定峰值电流限制阈值，这个阈值与输入电压无关，这就表明磁化电流在关闭的瞬间是相同，正是由于峰值电流控制点，传递至负载的平均电流取决于 1-D， 56V
6、 输入比 24V 输入时，在电流限制到达前，可达到的负载可用电流是很高的（通常为 50%） 。图 21 可以用式 16 来解释式中，Ts 是开关周期，Rs 是电流检测电阻，Vc 和 Rs 定义了峰值电流限制电压的阈值。此外，在电流限制中，并参考式（13）-（16） ，输出负载电流可以有式（17）来表示。式中，IA_LIM 是初级的平均磁化电流，VC_LIM 是峰值电流限制电压阈值（最大 Vc 值） 。如果对于高的纹波电流选择一个较低的电感量，峰值电流限制阈值需要增加。前馈的影响当前馈结合峰值电流控制时，电源的最大输出功率在很宽的输入电压范围内保持不变，从而降低了元器件的成本，否则，在高输入电压
7、时，需处理较高的功率。图 23 描述了前馈电阻(图 21)对电流限制阈值的影响。在随后的图解中，前馈的作用（KffXVi）减去误差放大器输出 VC，得到更易定义的占空比。这表示了在电流反馈中加入前馈的作用。前馈使过载时变换器更易控制，因此，在最坏的条件下，可以减少电源的功率应力。例如，减少了最大输入电压引起的最坏情况时 MOS 漏极峰值电压较低的变压器漏感。图 24 表明，没有前馈补偿，在电流刚刚达到电流限制是，一个高的输入电流引起一个较高的负载电流。如果在电流反馈中加入一定比例的输入电压信号，负载电流限制变得较少依赖于输入电压。有一个相对恒定的电流限制时，欠压闭锁对于短路保护有更好的效果。图
8、24 中，前馈补偿的量在峰值电流限制的 13%和 33%。斜坡补偿的影响斜坡补偿用于避免占空比接近或者大于 50%时的二次谐波震荡。图 25 说明了这种影响。斜坡补偿的量必须满足式 18或者在次级电流斜坡的 50%到 100%之间。斜坡补偿对峰值电流的影响根据占空比来定。使用斜坡补偿时，占空比越高，对于一个固定 VC 的初级的峰值电流就越小。这对最低输入电压时减少负载电流限制有影响。由图 20 得到的图 26 说明了这个事实。在特定条件下，在高电压时，有斜坡补偿的电流限制比没有的要高，因为斜坡信号是交流耦合的，着引起在较低占空比时一个负面影响。寄生延时的影响：完整模型寄生延迟对电流限制有很大影
9、响。图 27 说明了三种延迟。第一种，tdel_off 是关断延迟，包括控制器的延迟（主要是电流检测比较器）和栅极驱动的延迟。第二种是 tRC 是由电流检测输入的 RC 滤波器引入的，它影响电流反馈信号和斜坡补偿信号（斜坡补偿连接到电流检测点） 。第三种是 td_CT 是初级 FET 由于时钟斜坡信号引起的开通延迟假设时钟斜坡用于斜坡补偿（如图 20 所示） 。完整的模型如图 27 所示。由于 tdel_off 和 tRC，初级 FET 关断晚了，导致更高的电流限制。相反地，同样占空比时，较高的 td_CT 使其对斜坡补偿信号有更大的贡献，这就意味着较低的电流限制。详细的输出负载电流限制方程如
10、式（19）所示需要注意的是，如果输出电压接近于零时，变压器伏秒平衡，这是式子是有效的。如果短路，伏秒不平衡可能造成寄生关断延迟 tdel_OFF，这就意味着在随后的开关周期电流逐步上升，直到重新伏秒平衡。变压器漏感对电流限制的影响反激变压器漏感的一个影响是在能量传递至次级绕组时伏秒数的一个损失。其引起的后果是，占空比和平均磁化电流都比预期的要高（来自电压反馈环路的补偿） ，这意味着效率较低，因为导通损耗更高。虽然增加峰值电流限制可以对维持输出功率有所补偿，但是这种限制使变压器更容易饱和，其结果是，输出负载电流限制更低。换言之，初级使用一个固定电流限制，初级可用电流将被降低。EMI 和线路阻抗这
11、部分提供的设计技巧对降低反激变换器传导和辐射 EMI 有很大的帮助。对 EMI 更多的讨论见文献7.线路阻抗也将在本节讨论。A、最小化反激变换器的 EMI 的应用对许多设计师来讲，反激变换器被与坏的 EMI 画上等号。EMI 的原因很多，一个主要的云因是反激变压器。其绕组的高频开关电流，使得它产生一个 H 场（磁场） 。部分绕组产生振铃电压的频率比开关频率高很多，使得产生一个变压器的 E 场（电场） 。绕组间的电容-特别是初次级间的寄生电容使得变压器变为一个共模的传导发生器，如图 30 所示。其他值得注意的电磁干扰源是 MOS 管的漏极 PCB 走线、钳位二极管（次级） 、PCB 走线和PCB
12、 布局。变压器绕组间的电容和绕组的距离有关。有效电容值通常略小于计算出的物理电容值，因为绕组的电压不是平均的。必须考虑电压梯度的影响。交流电压的平均值决定了存储的电荷量，从而决定有效电容值。 （见图 30 和图 31）静电屏蔽采用的共地电平可以有效的消除这种共模电容，迫使任何共模电流通过本地路径返回到初级回路。以下使反激变换器减少 EMI 的标准方法变压器应该中间开气隙。因为暴漏在空气中的边沿磁场是 EMI 的重要来源。正如之前提到的接近气隙绕组的边缘磁通电流引起的额外损耗（如图 32）如果初级绕组是多层的，在 PCB 上它应该把绕组的最开始一层连接到 MOS 的漏极，以使外层屏蔽来自电场的漏
13、极电压的干扰。这也可以降低电压梯度对绕组间电容的影响（如图31）反激变换器输入输出纹波电流很大，在变压器的输入输出端用高频低阻抗的电容，结合其他电容和滤波器的作用，使 变化迅速的 dI/dt 面积最小。输出滤波使用磁芯电感，而不是线圈（因为其产生磁场） 。要注意的是钳位二极管的正向恢复时间，它是磁场释放的源头。如果正向恢复时间太长，将延长过度时间、增加电子场的散发。肖特基二极管虽然没有反向恢复问题，但是其寄生并联电容引入共振和寄生电感。当必要时，在钳位二极管并联一个 RC 缓冲器。初级 MOS 管的开通（而不是关断）应该比二极管的反向恢复时间缓慢PCB 布局对较少 EMI 干扰有很大帮助，有很多文献对此有研究，如参考文献 7
