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1、 开关电源工作频率的原理分析一、开关电源的原理和发展趋势第一节 高频开关电源电路原理高频开关电源由以下几个部分组成：图 12-1(一)主电路从交流电网输入、直流输出的全过程，包括：1、输入滤波器：其作用是将电网存在的杂波过滤，同时也阻碍本机产生的杂波反馈到公共电网。2、整流与滤波：将电网交流电源直接整流为较平滑的直流电，以供下一级变换。3、逆变：将整流后的直流电变为高频交流电，这是高频开关电源的核心部分，频率越高，体积、重量与输出功率之比越小。4、输出整流与滤波：根据负载需要，提供稳定可靠的直流电源。(二 )控制电路一方面从输出端取样，经与设定标准进行比较，然后去控制逆变器，改变其频率或脉宽，
2、达到输出稳定，另一方面，根据测试电路提供的数据，经保护电路鉴别，提供控制电路对整机进行各种保护措施。(三 )检测电路除了提供保护电路中正在运行中各种参数外，还提供各种显示仪表数据。(四 )辅助电源提供所有单一电路的不同要求电源。 第二节 开关控制稳压原理图 12-2开关 K 以一定的时间间隔重复地接通和断开，在开关 K 接通时，输入电源 E 通过开关 K 和滤波电路提供给负载 RL，在整个开关接通期间，电源 E 向负载提供能量；当开关 K 断开时，输入电源 E 便中断了能量的提供。可见，输入电源向负载提供能量是断续的，为使负载能得到连续的能量提供，开关稳压电源必须要有一套储能装置，在开关接通时
3、将一部份能量储存起来，在开关断开时，向负载释放。图中，由电感 L、电容 C2 和二极管 D 组成的电路，就具有这种功能。电感 L 用以储存能量，在开关断开时，储存在电感 L 中的能量通过二极管 D 释放给负载，使负载得到连续而稳定的能量，因二极管 D 使负载电流连续不断，所以称为续流二极管。在AB 间的电压平均值 EAB 可用下式表示：EAB=TON/T*E式中 TON 为开关每次接通的时间，T 为开关通断的工作周期（即开关接通时间 TON 和关断时间 TOFF 之和） 。由式可知，改变开关接通时间和工作周期的比例，AB 间电压的平均值也随之改变，因此，随着负载及输入电源电压的变化自动调整 T
4、ON 和 T 的比例便能使输出电压 V0 维持不变。改变接通时间 TON 和工作周期比例亦即改变脉冲的占空比，这种方法称为“时间比率控制”（Time Ratio Control,缩写为 TRC） 。按 TRC 控制原理，有三种方式：(一) 、脉冲宽度调制（Pulse Width Modulation,缩写为 PWM）开关周期恒定，通过改变脉冲宽度来改变占空比的方式。(二) 、脉冲频率调制（Pulse Frequency Modulation,缩写为 PFM）导通脉冲宽度恒定，通过改变开关工作频率来改变占空比的方式。(三) 混合调制导通脉冲宽度和开关工作频率均不固定，彼此都能改变的方式，它是以上
5、二种方式的混合。 第三节开关电源的发展和趋势1955 年美国罗耶（GH.Roger）发明的自激振荡推挽晶体管单变压器直流变换器，是实现高频转换控制电路的开端，1957 年美国查赛（Jen Sen）发明了自激式推挽双变压器，年美国科学家们提出取消工频变压器的串联开关电源的设想，这对电源向体积和重量的下降获得了一条根本的途径。到了年由于大功率硅晶体管的耐压提高，二极管反向恢复时间的缩短等元器件改善，终于做成了千赫的开关电源。目前，开关电源以小型、轻量和高效率的特点被广泛应用于以电子计算机为主导的各种终端设备、通信设备等几乎所有的电子设备，是当今电子信息产业飞速发展不可缺少的一种电源方式。目前市场上
6、出售的开关电源中采用双极性晶体管制成的kHz、用制成的kHz 电源，虽已实用化，但其频率有待进一步提高。要提高开关频率，就要减少开关损耗，而要减少开关损耗，就需要有高速开关元器件。然而，开关速度提高后，会受电路中分布电感和电容或二极管中存储电荷的影响而产生浪涌或噪声。这样，不仅会影响周围电子设备，还会大大降低电源本身的可靠性。其中，为防止随开关启-闭所发生的电压浪涌，可采用 R-C 或 L-C 缓冲器，而对由二极管存储电荷所致的电流浪涌可采用非晶态等磁芯制成的磁缓冲器。不过，对 1MHz 以上的高频，要采用谐振电路，以使开关上的电压或通过开关的电流呈正弦波，这样既可减少开关损耗，同时也可控制浪
7、涌的发生。这种开关方式称为谐振式开关。目前对这种开关电源的研究很活跃，因为采用这种方式不需要大幅度提高开关速度就可以在理论上把开关损耗降到零，而且噪声也小，可望成为开关电源高频化的一种主要方式。当前，世界上许多国家都在致力于数兆 Hz 的变换器的实用化研究。二、开关电源与电流检测电路1、功率开关电路的电路拓扑分为电流模式控制和电压模式控制。电流模式控制具有动态反应快、补偿电路简化、增益带宽大、输出电感小、易于均流等优点，因而取得越来越广泛的应用。而在电流模式的控制电路中，需要准确、高效地测量电流值，故电流检测电路的实现就成为一个重要的问题。本节介绍了电流检测电路的实现方法，并探讨在电流检测中常
8、遇见的电流互感器饱和、副边电流下垂的问题，最后用实验结果分析了升压电路中电流检测方法。2、电流检测电路的实现在电流环的控制电路中，电流放大器通常选择较大的增益，其好处是可以选择一个较小的电阻来获得足够的检测电压，而检测电阻小损耗也小。电流检测电路的实现方法主要有两类：电阻检测（resistivesensing）和电流互感器（currentsensetransformer）检测。电阻检测有两种，如图 12-3、图 12-4 所示。图 12-3 图 12-4当使用图 1 直接检测开关管的电流时还必须在检测电阻 RS 旁并联一个小 RC 滤波电路，如图 12-5 所示。因为当开关管断开时集电极电容放
9、电，在电流检测电阻上产生瞬态电流尖峰，此尖峰的脉宽和幅值常足以使电流放大器锁定，从而使 PWM 电路出错。但是在实际电路设计时，特别在设计大功率、大电流电路时采用电阻检测的方法并不理想，因为检测电阻损耗大，达数瓦，甚至十几瓦；而且很难找到几百毫欧或几十毫欧那么小的电阻。实际上在大功率电路中实用的是电流互感器检测，如图 4 所示。电流互感器检测在保持良好波形的同时还具有较宽的带宽，电流互感器还提供了电气隔离，并且检测电流小损耗也小，检测电阻可选用稍大的值，如一二十欧的电阻。电流互感器将整个瞬态电流，包括直流分量耦合到副边的检测电阻上进行测量，但同时也要求电流脉冲每次过零时磁芯能正常复位，尤其在平
10、均电流模式控制中，电流互感器检测更加适用，因为平均电流模式控制中被检测的脉冲电流在每个开关周期中都回零。 图 12-5 为了使电流互感器完全地磁复位，就需要给磁芯提供大小相等方向相反的伏秒积。在多数控制电路拓扑中，电流过零时占空比接近 100，所以电流过零时磁复位时间在开关周期中只占很小的比例。要在很短的时间内复位磁芯，常需在电流互感器上加一个很大的反向偏压，所以在设计电流互感器电路时应使用高耐压的二极管耦合在电流互感器副边和检测电阻之间。3、防止电流检测电路饱和的方法如果电流互感器的磁芯不能复位，将导致磁芯饱和。电流互感器饱和是一个很严重的问题，首先是不能正确测量电流值，从而不能进行有效的电
11、流控制；其次使电流误差放大器总是“认为”电流值小于设定值，这将使电流误差放大器过补偿，导致电流波形失真。电流互感器检测最适合应用在对称的电路，如推挽电路、全桥电路中。对于单端电路，特别是升压电路，会产生一些我们必须关注的问题。对于升压电路，电感电流就是输入电流，那么在电流连续工作方式时，不管充电还是放电，电感电流总是大于零，即在直流值上叠加一个充放电的波形。因此电流互感器不能用于直接测量升压电路的输入电流，因为电感电流不能回零而使直流值“丢失”了；并且电流互感器因不能磁复位而饱和，从而失去过流保护功能，输出产生过压等。在降压电路中也存在同样的问题，电流互感器不能用于直接测量输出电流。图 12-
12、6解决这个问题的方法是用两个电流互感器分别测量开关电流和二极管电流，如图 12-6所示实际的电感电流是这两个电流的合成，这样每个电流互感器就有足够的时间来复位了。但要注意这两个电流互感器的匝比应一样，以保持检测电阻 RS 上的电流对称。功率因数校正电路一般采用升压电路，用双互感器检测，但在线电流过零时，电流互感器也特别容易饱和。因为此时的占空比约为 100，从而容易造成磁芯没有足够的时间复位。为此可以在外电路中采取一些措施来防止电流互感器饱和。如采用电流放大器输出箝位来限制其输出电压，并进一步限制占空比小于 100，电路如图 12-7 所示。设定箝位电压的过程很简单，在刚起动时电流放大器箝位在
13、一个相对较低的值（大约 4V） ，系统开始工作，但过零误差很大；一旦系统正常工作后，箝位电压将升高，电流互感器接近饱和，箝位电压最多升到 6.5V（低电压大负载时）并且电流的 THD 在可接受的范围内（10） ，以限制最大占空比。设定的箝位电压不能太低，否则将使电流过零畸变大。如果需要更好的特性或需要运行在宽范围，可以用图 12-8 的电路，这个电路将根据线电压反向调节箝位电压。图 12-7 图 12-8每个电流脉冲都使磁芯复位以克服磁芯饱和的方法，除了改进外电路还可以改进电流检测电路。一般利用电流检测电路自复位，即利用磁芯中存储的能量和电流互感器的开路阻抗在短时间内产生足够的伏秒积来复位。但
14、当占空比大于 50，特别是接近 100时，可能没有足够的时间来使磁芯复位，这时除电流放大器输出箝位外，还可以采用强制复位电路。图 12-9强制磁芯复位的电路很多，如使用附加线圈或中心抽头的线圈，但最简单的方法是采用图 12-9、图 12-10 所示电路来强制磁芯复位。脉冲电流来时强制复位电路和自复位电路的工作没有差别，当复位时从 VCC 通过 Rr 来的电流加入磁芯复位电流，寄生电容快速充电，副边电压反向，伏秒积增加，磁芯复位速度加快。如果需要得到负的检测电压而又不想用负电压强制复位时则用图 12-10 所示电路。对于电流检测电路磁芯复位还要考虑的一个因素是副边线圈的漏电感和分布电容。为了减小
15、损耗，一般选择匝比较大的电流互感器，但匝比大，副边线圈的漏电感和分布电容大。漏电感影响电流上升和下降的时间，分布电容则影响电流互感器的带宽。并且在磁芯复位时，副边电感和分布电容谐振，如果分布电容大，则谐振频率低，周期长，那么在占空比大、磁芯复位时间短时，副边线圈就没有足够的时间来释放能量使磁芯复位了。所以应尽量不选择匝比太大的电流互感器。图 12-10电流互感器的下垂效应电流互感器副边的脉冲电流要减去电流互感器绕组上的脉冲电压在副边产生的一个从零开始随时间线性增长的磁化电流，才等于检测电阻上的电流，该磁化电流的大小为：Idroop=nUs / Lst （ 1）式中：US 副边电压LS 副边电感
16、n Ns/Npt 电流波脉宽刚开始时副边电流是原边电流的 n 倍，但随时间增加，磁化电流加大，副边电流下降得很厉害，这就是电流互感器的下垂效应。所以为了得到较大的副边检测电压不应完全靠增加检测电阻 Rs 的值来实现，也要靠减小副边下垂效应来增加副边的脉冲电流，同时 Rs的值大也将使磁芯复位困难。如式（1）所示，副边电感值越大，下垂效应越小；匝比越小，下垂效应也越小，但最好不要靠减少副边的匝数来减小匝比，因为这将使副边的电感减小了，应在空间允许的情况下增加原边匝数来减小匝比。5、实验结果在功率因数校正电路中，使用如图 12-6 所示的检测电路，并采用如上所述防磁芯饱和及减小下垂效应的措施，在电流互感器的变比为 150，副边电感为 30m
