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1、电压控制逆变器 应用电子 1203 张超民1 / 7电压控制逆变器The voltage control inverter为了获得高性能的逆变器，设计控制器的控制目标包括提高输出电压稳态和动态性能 2 个方面。目前，有关逆变器的控制方法除了工程应用成熟的 PID 控制1-2外，主要还有重复控制3-4、滑模控制5-6、无差拍控制7-8、模糊控制9-10及各种复合控制11-14等，这些控制方法在提高输出电压的稳态精度和负载变化时的动态响应方面，取得了一定的研究成果。然而以上控制方法主要从输出端考虑，很少考虑输入端对输出的影响，以电压源逆变器为例，以上控制方法在设计时一般都把直流输入电压看作恒定不变
2、的。实际情况是，直流输入电压由于前级不可控整流或本身输入电压不稳定的影响并不是恒定直流，另外负载电流中若含有谐波也会在直流输入电压上产生谐波电压15。此外，以上控制方法中除了 PID 控制，大部分控制方法由于其复杂控制算法只能用数字控制来实现，且因条件限制不能很好地广泛应用于实践。为此，本文以常见的单相全桥逆变器为例，在传统电压模式基础上，提出了一种前馈型电压模式控制方案，控制原理上利用开关变换器稳态输入输出占空比关系构造变换器的控制方程，引入输入电压前馈使得其波动不会对输出电压产生影响，同时在无积分反馈环节下输出电压就能稳定跟踪参考信号，避免了 PID 控制中为提高稳态精度而引入积分环节造成
3、系统稳定性下降和动态性能滞后的影响。控制实现上采用输入电压积分电路来求解方程中的开关占空比，控制电电压控制逆变器 应用电子 1203 张超民2 / 7路结构简单，便于用模拟电路实现。进行了性能分析并与采用传统PID 控制的逆变器模型进行比较，理论分析表明前馈型电压模式控制逆变器具有稳态跟踪性能好、抗输入电压扰动以及对负载跳变动态响应好的优点。进行了仿真对比并设计了 2 种控制方法的模拟电路进行实验验证，结果表明理论分析的正确性和前馈型电压模式控制的有效性。1 前馈型电压模式控制逆变器原理本文研究的对象为单相全桥电压源逆变器，如图 1 所示。4 只功率开关管分为 2 组，其中 VT1 和 VT4
4、 为一组，VT2 和 VT3 为一组，输入直流电压 ui 经 2 组开关交替导通和关断，得到输出交流方波电压ud，再经 LC 低通滤波器后得到交流正弦输出电压 uo。假设负载为纯电阻负载，同时忽略电感和电容的串联等效电阻。要使输出电压uo 跟踪参考电压信号 uref，最基本的控制方法是电压模式闭环反馈PID 控制，一般需要引入积分环节来提高稳态精度，仅有比例环节很难实现输出电压稳定跟踪，但是引入积分环节又会带来一些问题，如降低系统稳定性和影响动态性能。此外，在输入端由于实际逆变器中直流输入电压并不是恒定不变的，在仅有反馈的情况下输出电压受输入电压波动的影响。为此，在传统电压模式结构基础上，考虑
5、在无积分环节时仍能保证输出电压的稳态精度，同时引入输入电压前馈来消除其波动对输出电压的影响。本文所提前馈型电压模式控制原理如图 2 所示，在 PWM 时引入输入电压前馈，由于稳态时输入输出电压在一个开关周期存在固有的占空比关系，因此由输入电压控制逆变器 应用电子 1203 张超民3 / 7输出电压可以利用 PWM 比较器和积分复位电路得到稳态占空比，即稳态时可得 d=g（ui，uo），从而确保稳态时输出电压的偏差 e经比例微分环节得到的控制信号 ucon1 恒为零，即在引入输入电压前馈的同时使得在无积分反馈环节时输出电压仍能保证较好的稳态精度。在动态调节时，d=g（ui，uo）+f（ucon1
6、），输出电压偏差得到的控制信号 ucon1 不为零，从而起到反馈调节占空比的作用。具体控制原理推导如下。如图 3 中电压模式 PWM 波形图所示，锯齿波周期为 Ts。设在一个开关周期内，开关 VT1 和 VT4 导通时间为ton，则开关 VT2 和 VT3 导通时间为 Ts-ton，开关占空比为d=tonTs。假设开关频率足够高，则当图 1 中逆变器工作在稳态时，在一个开关周期 Ts 内，电感 L 电压可近似看作伏秒平衡，可得：其中，d 的范围为 0d1。式（3）即逆变器工作在稳态时输入输出占空比关系，又由式（3）成立，可以构造控制方程为：控制实现上关键是如何求解式（4）中的占空比，不难想到式
7、（4）左边项可采用输入电压在一个开关周期内积分得到，并作为 PWM 比较器的负输入端，右边项则作为反馈控制信号接到 PWM 比较器的正输入端，当正、负输入端相等时，即得到满足式（4）的占空比。具体实现过程如下。在一个开关周期对输入电压的采样 ui 乘以系数 2，经积分复位再与 ui 相减即得到 PWM 比较器的负输入端信号 u-，其中复位信号为每个周期末到来的窄脉冲信号，即：由式（6）可知，负输入端信号 u-在一个开关周期内以斜率 2uiTs 线性上升，在周期末又复位到零，由此得到图 3 中所示锯齿波信号 usaw，即电压控制逆变器 应用电子 1203 张超民4 / 7usaw=u-，由式（6
8、）易得锯齿波信号 usaw 在一个开关周期内由-ui 上升到+ui，则图 3 中所示其幅值为 UM=ui。对于 PWM 比较器的正输入端信号，即图 3 中的控制信号 u 为：其中，uo 为对输出电压以相同的采样系数 采样得到的信号，则当控制信号 ucon与锯齿波 usaw 相等时，由式（6）和式（7）可得：对式（4）控制方程进行分析，在稳态时微分项为零，不影响稳态精度。在动态调节时，由于设计 PD 时 kd 远小于 kp，则分析时可以将微分项忽略，当 e0 时，占空比 d 将增大，相应的输出电压 uo 增大，则输出电压偏差 e 趋向于零；反之，当 e0 时，占空比 d 将减小，相应的输出电压
9、uo 减小，则输出电压偏差 e 趋向于零。以上定性分析说明，本文控制方法能实现输出电压对参考信号的稳定跟踪。2 性能分析分析稳态时控制方程式（4），其推导是在假设开关频率足够高的情况下进行的，由于实际输出为工频交流，则电感 L 电压伏秒平衡不严格成立，即式（3）不严格成立，实际等式左右两边存在微小偏差。为了使稳态时尽量满足 e=0，则由式（4）可知应使偏差项 e 的比例系数 kp 相比 尽可能大。但 kp 很大又会带来系统不稳定的问题16，所以 kp 的取值应在满足系统稳定的前提下取尽量大的值，以保证系统输出电压具有很好的稳态精度。为了分析系统在稳定工作时外加扰动对其的影响，由前文开关频率足够
10、高的假设，可以建立小信号模型来分析。对于图 1 所示的单相全桥 Buck 型逆变器，当开关频率足够高时，在一个开关周期内同 DCDCBuck 变换器类似，电压控制逆变器 应用电子 1203 张超民5 / 7不难得到其主电路输出电压的小信号模型为：其中，A（s）=LCs2+LsR1；D、Ui 分别为稳态时平衡点的值，在一个开关周期内可以看作为恒值。又由图 3 中 PWM 波形可知锯齿波的幅值为UM=ui，可得开关占空比为：由式（14）可以看出，由于引入了输入电压前馈，使得输入电压扰动项对输出的传递函数为零，表明输入电压扰动对输出没有影响，本文控制方法具有很好的抗输入电压扰动性能。电路上也不难理解
11、，如图 4 控制器原理图所示，锯齿波信号由输入电压在一个开关周期内积分得到，输入电压的改变将立刻引起锯齿波斜率变化从而改变占空比，使得输出电压不受影响。由式（15）可以看出传统 PID 控制时输出电压的传递函数中包含输入电压扰动项，故输入电压扰动对输出有影响。此外，由于控制器GPID（s）在基波频率处增益并不是无穷大，所以与采用 PD 控制时一样也存在稳态偏差，同时引入积分环节后会使系统动态性能变差，且由于系统闭环特征方程变为 3 阶，设计参数时还要考虑系数 ki 对系统稳定性的影响。3 仿真与实验研究根据上述理论分析，本文分别采用前馈型电压模式控制和传统 PID控制对图 1 所示单相全桥逆变
12、器进行仿真对比研究。仿真时 2 种控制方法的控制参数分别根据式（14）和式（15）按工程方法设计，具体主电路和控制参数如下。由表 1 仿真对比结果可以看出，2 种控制方法稳态输出电压 THD 几乎相同，但前馈型电压模式控制比传统 PID 控制在负载跳变时输出电压的最大超调小且调节时间短，说电压控制逆变器 应用电子 1203 张超民6 / 7明前馈型电压模式控制具有更好的负载跳变动态性能；在输入电压大幅度阶跃跳变时，前馈型电压模式控制比传统 PID 控制输出电压的最大超调小很多且调节时间也短很多，说明前馈型电压的模式控制具有更好的抗输入电压扰动性能。为了进一步验证本文控制方法的有效性和理论分析的
13、正确性，搭建了逆变器的实验平台，设计了2 种控制方法的模拟电路，为保持一致，主电路和控制参数与仿真时相同。前馈型电压模式控制的模拟电路设计如下：输入、输出电压通过 2 个电压传感器 LV25-P 采样，参考正弦电压信号由信号发生器产生；运放选用高速宽带宽的 LF347 来提高开关频率工作范围和减小谐波失真，用高速光耦 6N137 来隔离控制电路和功率主电路，驱动电路采用 2 只自带死区时间的半桥驱动芯片 IR2103 驱动 4 只功率开关管 IRFP460；积分复位电路的双向可控开关选用 CD4016 芯片，窄脉冲信号由 NE555 芯片和非门 CD4049 产生，PWM 比较器采用LM393
14、 芯片，整个控制模拟电路相对简单。传统 PID 控制的模拟电路类似。图 6 为 2 种控制方法下稳态时输出电压 uo 和参考信号0.05uref 波形。图 6（a）为传统 PID 控制波形，图 6（b）为前馈型电压模式控制波形，可以看出前馈型电压模式控制与传统 PID 控制一样，稳态时输出电压能很好地跟踪参考信号。图 7 为负载电阻从空载到 20 跳变时输出电压 uo 和电流 io 的波形。图 7（a）为传统 PID 控制波形，图 7（b）为前馈型电压模式控制波形，比较可以看出在负载跳变时前馈型电压模式控制动态性能要优于传统 PID控制。图 8 为输入电压在 150V 和 250V 之间大幅度
15、阶跃跳变时输出电压控制逆变器 应用电子 1203 张超民7 / 7电压 uo 和输入电压 ui 的波形。图 8（a）为传统 PID 控制波形，可以看出输出电压超调较大，调节时间也较长；图 8（b）为前馈型电压模式控制波形，可以看出输出电压超调很小且调节时间也很短，说明采用前馈型电压模式控制具有很好的抗输入电压扰动性能。综上，实验结果与仿真结果基本吻合。4 结论本文首先对前馈型电压模式控制单相全桥逆变器原理进行了介绍，然后进行了性能分析并与采用传统 PID 控制逆变器的模型比较，仿真对比结果表明 2 种控制方法稳态输出电压 THD 几乎相同，但前馈型电压模式控制要比传统 PID 控制具有更好的负载跳变动态性能和抗输入电压扰动性能。搭建了实验平台并设计了 2 种控制方法的模拟电路进行了实验验证，实验结果与仿真结果基本一致。综上，可以得出以下结论：采用前馈型电压模式控制单相全桥逆变器，具有较好的输出电压稳态跟踪性能，在一定程度上提高了负载跳变动态性能，并获得了很好的抗输入电压扰动性能。此外，本方法具有控制简单、模拟电路实现相对容易的优点，具有一定的推广价值。由电压源逆变器和电流源逆变器的对偶性原理不难得出，本文中前馈型控制策略思想同样适用于 Boost 型逆变器的控制，将其应用于其
