文元美现代通信原理课件第4章数字信号的基带传输2培训资料

《文元美现代通信原理课件第4章数字信号的基带传输2培训资料》由会员分享，可在线阅读，更多相关《文元美现代通信原理课件第4章数字信号的基带传输2培训资料（84页珍藏版）》请在金锄头文库上搜索。

1、2020/8/6,课件,1,第 4 章 数字信号的基带传输,4.1 数字基带信号 4.2 数字基带传输系统 4.3 无码间串扰的基带传输系统 4.4 眼图 4.5 时域均衡原理 4.6 部分响应技术,2020/8/6,课件,2,数字基带传输系统的基本结构,2020/8/6,课件,3,4.1 数字基带信号,4.1.1 数字基带信号的常用码型,传输码型的选择，主要考虑以下几点： (1) 码型中低频、 高频分量尽量少； (2) 码型中应包含定时信息， 以便定时提取； (3) 码型变换设备要简单可靠； (4) 码型具有一定检错能力，若传输码型有一定的规律性，则就可根据这一规律性来检测传输质量，以便做到

2、自动监测,2020/8/6,课件,5,数字基带信号码型 单极性(NRZ)码 ； (b) 双极性(NRZ)码； (c) 单极性(RZ)码； (d) 双极性(RZ)码； (e) 差分码； (f) 交替极性码(AMI)； (g) 三阶高密度双极性码(HDB3)； (h) 分相码； (i) 信号反转码(CMI),2020/8/6,课件,6,1. 单极性不归零(NRZ)码,(1) 发送能量大，有利于提高接收端信噪比； (2) 在信道上占用频带较窄； (3) 有直流分量，将导致信号的失真与畸变；且由于直流分量的存在，无法使用一些交流耦合的线路和设备； (4) 不能直接提取位同步信息； (5) 接收单极性N

3、RZ码的判决电平应取“1”码电平的一半。,2020/8/6,课件,7,2. 双极性不归零(NRZ)码,(1) 从统计平均角度来看，“1”和“0”数目各占一半时无直流分量， 但当“1”和“0”出现概率不相等时，仍有直流成份； (2) 接收端判决门限为0， 容易设置并且稳定， 因此抗干扰能力强； (3) 可以在电缆等无接地线上传输。,2020/8/6,课件,8,3. 单极性归零(RZ)码 在传送“1”码时发送1个宽度小于码元持续时间的归零脉冲；在传送“0”码时不发送脉冲。其特征是所用脉冲宽度比码元宽度窄，即还没有到一个码元终止时刻就回到零值，因此，称其为单极性归零码。脉冲宽度与码元宽度Tb之比/T

4、b叫占空比。单极性RZ码与单极性NRZ码比较， 除仍具有单极性码的一般缺点外，主要优点是可以直接提取同步信号。此优点虽不意味着单极性归零码能广泛应用到信道上传输，但它却是其它码型提取同步信号需采用的一个过渡码型。 即它是适合信道传输的，但不能直接提取同步信号的码型， 可先变为单极性归零码，再提取同步信号。,2020/8/6,课件,9,4. 双极性归零(RZ)码,(1) 在“1”、“0”码不等概率情况下， 也无直流成分， 且零频附近低频分量小。 因此，对具有变压器或其它交流耦合的传输信道来说，不易受隔直特性影响。 (2) 若接收端收到的码元极性与发送端完全相反， 也能正确判决。 (3) 只要进行

5、全波整流就可以变为单极性码。,2020/8/6,课件,10,5. 差分码,2020/8/6,课件,11,6. 交替极性码(AMI),2020/8/6,课件,12,7. 三阶高密度双极性码(HDB3),当信码序列中加入破坏脉冲以后，信码B和破坏脉冲V的正负必须满足如下两个条件：,2020/8/6,课件,13,(1) B码和V码各自都应始终保持极性交替变化的规律，以便确保编好的码中没有直流成分。 (2) V码必须与前一个码(信码B)同极性，以便和正常的AMI码区分开来。如果这个条件得不到满足，那么应该在四个连“0”码的第一个“0”码位置上加一个与V码同极性的补信码，用符号B表示。此时B码和B码合起

6、来保持条件(1)中信码极性交替变换的规律。,2020/8/6,课件,14,HDB3,2020/8/6,课件,15,8. 分相码 数字双相码又称Manchester码，其编码规则是：将信息代码0编码为线路码“01”；信息代码1编码为线路码“10”(也可以将信息代码0、1的编码规则反之)。,2020/8/6,课件,16,9. 传号反转码(CMI) CMI码的编码规则是：将信息代码0编码为线路码“01”；信息代码1编码为线路码“11”与“00”交替出现。,2020/8/6,课件,17,10. 多进制码,四进制代码波形,2020/8/6,课件,18,用数字电路实现码型之间的变换,1、AMI HDB3（

7、分立元件或专用芯片） 2、单极性不归零码 单极性归零码 单极性不归零码 单极性归零码 a-单极性不归零码 b-码元同步脉冲 c-单极性归零码,a,b,c,与,2020/8/6,课件,19,单极性不归零码 单极性归零码 Q-单极性不归零码 cp-码元同步脉冲 D-单极性归零码 用D触发器实现 状态方程为：,D,cp,Q,D 触发器,2020/8/6,课件,20,3、单极性不归零码 差分码 单极性不归零码 差分码 用J-K触发器实现 状态方程为： a-单极性不归零码 cp-码元同步脉冲 Q-单极性归零码,J=1,cp,Q,J-k 触发器,K=1,与,cp,a,2020/8/6,课件,21,单极性不

8、归零码 差分码 用异或门实现 状态方程为：,异或,延时,Ck,Dk,2020/8/6,课件,22,差分码 单极性不归零码 用异或门实现 状态方程为：,异或,延 时,DK,Ck,2020/8/6,课件,23,4.1.2 数字基带信号功率谱,随机过程的频谱特性是用它的功率谱密度来表述的。我们知道，随机过程中的任一实现是一个确定的功率型信号，而对于任意的确定功率信号f(t)，它的功率谱密度为,过程的功率谱密度应看做是任一实现的功率谱的统计平均，即,2020/8/6,课件,24,数字基带信号的一般数学表达式,设二进制的随机脉冲序列如图 （a）所示。 其中，假设g1(t) 表示“0”码，g2(t) 表示

9、“1”码。g1(t)和g2(t)在实际中可以是任意的脉冲，但为了便于在图上区分，这里我们把g1(t)画成宽度为Ts的方波，把g2(t)画成宽度为Ts的三角波。 现在假设序列中任一码元时间Ts内g1(t)和g2(t)出现的概率分别为P和1-P，且认为它们的出现是统计独立的，则s(t)可用下式表征。即,2020/8/6,课件,25,随机脉冲序列示意波形,2020/8/6,课件,26,为了使频谱分析的物理概念清楚，推导过程简化，我们可以把s(t)分解成稳态波v(t)和交变波u(t)。 所谓稳态波，即是随机序列s(t)的统计平均分量，它取决于每个码元内出现g1(t)、 g2(t)的概率加权平均，且每个

10、码元统计平均波形相同，因此可表示成 其波形如图 (b)所示， 显然v(t)是一个以Ts为周期的周期函数。 ,2020/8/6,课件,27,交变波u(t)是s(t)与v(t)之差， 即 u(t)=s(t)-v(t) 或者写成 显然u(t)是随机脉冲序列 ，图 （c）画出了u(t)的一个实现。,2020/8/6,课件,28,下面我们根据上两式， 分别求出稳态波v(t)和交变波u(t)的功率谱，将两者的功率谱合并起来就可得到随机基带脉冲序列s(t)的频谱特性 1、v(t)的功率谱密度pv(f) 由于V(t)是以Tb为周期的周期信号，故可展开成傅氏级数，然后根据周期信号功率谱密度与傅氏系数的关系得到V

11、(t)的功率谱。稳态波是离散线谱，根据离散谱可确定随机序列是否含有直流分量和定时分量。 2、U(t)功率谱密度pu(f) U(t)是功率型随机脉冲序列，它的功率谱密度可用截短函数和求统计平均的方法来求。交变波的功率谱是连续谱，与g1(t)、g2(t)的频谱以及出现的概率有关。根据连续谱可确定随机序列的带宽。 3、s(t)=u(t)+v(t)的功率谱密度p(f),2020/8/6,课件,29,假设随机脉冲序列为,2020/8/6,课件,30,从上式我们可以得出如下结论：,单极性不归零信号 若假设g1(t)=0, g2(t)为门函数，且p=1/2,则功率谱密度为,只有连续谱和直流分量。,2020/

12、8/6,课件,31,双极性不归零信号 当P=1/2时，双极性信号的谱密度为,单极性归零码谱密度,双极性归零码谱密度 动画演示,2020/8/6,课件,32,根据信号功率的90%来定义带宽B， 则有,利用数值积分，由上式可求得双极性归零信号和单极性归零信号的带宽近似为,2020/8/6,课件,33,4.1.3 码型变换的基本方法,1. 码表存储法,图 4 3 码表存储法方框图,2020/8/6,课件,34,2. 布线逻辑法,图 4 4 布线逻辑法方框图,2020/8/6,课件,35,图 4 - 5CMI编/译码器及各点波形 (a)CMI码编码器电路； (b) CMI码译码器电路； (c) 各点波

13、形,2020/8/6,课件,36,3. 单片HDB3编译码器 近年来出现的HDB3编码器采用了CMOS型大规模集成电路CD22103， 该器件可同时实现HDB3编、译码，误码检测及AIS码检出等功能。主要特点有： 编、译码规则符合CCITT G.703建议， 工作速率为50 kb/s10 Mb/s； 有HDB3和AMI编、 译码选择功能； 接收部分具有误码检测和AIS信号检测功能； 所有输入、 输出接口都与TTL兼容； 具有内部自环测试能力。,2020/8/6,课件,37,图 4 - 6CD22103 引脚及内部框图,2020/8/6,课件,38,图 4 7 实用HDB3编/译码电路,2020

14、/8/6,课件,39,4. 缓存插入法,图 4 8 缓存插入法框图,2020/8/6,课件,40,4.2 数字基带传输系统,4.2.1 数字基带系统的基本组成,数字基带传输系统方框图,2020/8/6,课件,41,基带传输系统各点的波形,2020/8/6,课件,42,码间串扰示意图,2020/8/6,课件,43,4.2.2 基带传输系统的数学分析,基带传输系统简化图,假定输入基带信号的基本脉冲为单位冲击(t)，这样发送滤波器的输入信号可以表示为,2020/8/6,课件,44,其中ak是第k个码元，对于二进制数字信号，ak的取值为0、 1(单极性信号)或-1、+1(双极性信号)。由图可以得到,式

15、中h(t)是H()的傅氏反变换，是系统的冲击响应，可表示为,nR(t)是加性噪声n(t)通过接收滤波器后所产生的输出噪声。,2020/8/6,课件,45,抽样判决器对y(t)进行抽样判决，以确定所传输的数字信息序列ak。为了判定其中第j个码元aj的值，应在t=jTb+t0瞬间对y(t)抽样，这里t0是传输时延，通常取决于系统的传输函数H()。 显然，此抽样值为,2020/8/6,课件,46,4.2.3 码间串扰的消除,理想的传输波形,2020/8/6,课件,47,4.3 无码间串扰的基带传输系统,(1) 基带信号经过传输后在抽样点上无码间串扰， 也即瞬时抽样值应满足：,令k=j-k， 并考虑到

16、k也为整数，可用k表示，,2020/8/6,课件,48,(2) h(t)尾部衰减快。 从理论上讲，以上两条可以通过合理地选择信号的波形和信道的特性达到。下面从研究理想基带传输系统出发，得出奈奎斯特第一定理及无码间串扰传输的频域特性H()满足的条件。,2020/8/6,课件,49,4.3.1 理想基带传输系统 理想基带传输系统的传输特性具有理想低通特性， 其传输函数为,如图4-14(a)所示，其带宽B=(b/2)/2=fb/2(Hz)，对其进行傅氏反变换得,2020/8/6,课件,50,理想基带传输系统的H()和h(t),2020/8/6,课件,51,如果信号经传输后整个波形发生变化，但只要其特定点的抽样值保持不变，那么用再次抽样的方法(这在抽样判决电路中完成)，仍然可以准确无误地恢复原始信码，这就是奈奎斯特第一准则(又称为第一无失真条件)的本质。