{电子公司企业管理}高频电子线路振幅调制、解调及混频

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1、第6章 振幅调制、 解调及混频,6.1 振幅调制 6.2 调幅信号的解调 6.3 混频 6.4 混频器的干扰,6.1 振幅调制,6.1.1振幅调制信号分析 1. 调幅波的分析 1) 表示式及波形 设载波电压为,调制电压为,（61）,（62）,通常满足c。根据振幅调制信号的定义,已调信号的振幅随调制信号u线性变化,由此可得振幅调制信号振幅Um（t）为 Um(t)=UC+UC（t）=UC+kaUcost =UC(1+mcost) （63） 式中,UC（t）与调制电压u成正比,其振幅UC=kaU与载波振幅之比称为调幅度（调制度）,(64),式中,ka为比例系数,一般由调制电路确定,故又称为调制灵敏度

2、。由此可得调幅信号的表达式 uAM(t)=UM(t)cosct=UC(1+mcost)cosct （65） 上面的分析是在单一正弦信号作为调制信号的情况下进行的,而一般传送的信号并非为单一频率的信号,例如是一连续频谱信号f（t）,这时,可用下式来描述调幅波:,（66 ）,式中,f（t）是均值为零的归一化调制信号, |f（t）|max=1。若将调制信号分解为,(67),则调幅波表示式为,2) 调幅波的频谱 由图61（c）可知,调幅波不是一个简单的正弦波形。在单一频率的正弦信号的调制情况下,调幅波如式（65）所描述。将式（65）用三角公式展开,可得,(68),图61 AM调制过程中的信号波形,图6

3、2 实际调制信号的调幅波形,图63 AM信号的产生原理图,图64 单音调制时已调波的频谱 （a）调制信号频谱（b）载波信号频谱 （c）AM信号频谱,图65 语音信号及已调信号频谱 （a）语音频谱（b）已调信号频谱,3）调幅波的功率 在负载电阻RL上消耗的载波功率为,(69),(610),在负载电阻RL上,一个载波周期内调幅波消耗的功率为,由此可见,P是调制信号的函数,是随时间变化的。上、下边频的平均功率均为,(611),(612),AM信号的平均功率,边频,由上式可以看出,AM波的平均功率为载波功率与两个边带功率之和。而两个边频功率与载波功率的比 值为,边频功率,载波功率,(613),同时可以

4、得到调幅波的最大功率和最小功率,它们分别对应调制信号的最大值和最小值为,(614),2. 双边带信号 在调制过程中,将载波抑制就形成了抑制载波双边带信号,简称双边带信号。它可用载波与调制信号相乘得到,其表示式为,在单一正弦信号u=Ucost调制时,（616）,（615）,图66 DSB信号波形,3. 单边带信号 单边带（SSB）信号是由DSB信号经边带滤波器滤除一个边带或在调制过程中,直接将一个边带抵消而成。单频调制时,uDSB（t）=kuuC。当取上边带时,（617）,（618）,取下边带时,图67 单音调制的SSB信号波形,图68 单边带调制时的频谱搬移,为了看清SSB信号波形的特点,下面

5、分析双音调制时产生的SSB信号波形。为分析方便。设双音频振幅相等,即,且21,则可以写成下式:,受u调制的双边带信号为,（619）,(620),(621),(622),进一步展开,(623),图69 双音调制时SSB信号的波形和频谱,由式（617）和式（618）,利用三角公式,可得 uSSB(t)=Ucostcosct-Usintsinct (624a) 和 uSSB(t)=Ucostcosct+Usintsinct (624b) 式(624a)对应于上边带,式(624b)对应于下边带。这是SSB信号的另一种表达式,由此可以推出u(t)=f(t),即一般情况下的SSB信号表达式,(625),由

6、于,sgn()是符号函数,可得f(t)的傅里叶变换,(626),(627),(628),图610 希尔伯特变换网络及其传递函数,图611语音调制的SSB信号频谱 (a)DSB频谱 (b)上边带频谱 (c)下边带频谱,6.1.2 振幅调制电路 1.AM调制电路 AM信号的产生可以采用高电平调制和低电平调制两种方式完成。目前,AM信号大都用于无线电广播,因此多采用高电平调制方式。 1)高电平调制 高电平调制主要用于AM调制,这种调制是在高频功率放大器中进行的。通常分为基极调幅、集电极调幅以及集电极基极(或发射极)组合调幅。,图612 集电极调幅电路,图613 集电极调幅的波形,图614 基极调幅电

7、路,2) 低电平调制 (1)二极管电路。用单二极管电路和平衡二极管电路作为调制电路,都可以完成AM信号的产生,图616(a)为单二极管调制电路。当UCU时,由式(538)可知,流过二极管的电流iD为,(629),图615 基极调幅的波形,图616 单二极管调制电路及频谱,(2) 利用模拟乘法器产生普通调幅波。,(630),若将uC加至uA,u加到uB,则有,(631),式中,m=U/Ee,x=UCVT。若集电极滤波回路的中心频率为fc,带宽为2F,谐振阻抗为RL,则经滤波后的输出电压,(632),图617 差分对AM调制器的输出波形,2. DSB调制电路 1)二极管调制电路 单二极管电路只能产

8、生AM信号,不能产生DSB信号。二极管平衡电路和二极管环形电路可以产生DSB信号。,(633),iL中包含F分量和(2n+1)fcF(n=0,1,2,)分量,若输出滤波器的中心频率为fc,带宽为2F,谐振阻抗为RL,则输出电压为,(634),图618 利用模拟乘法器产生AM信号,图619 二极管平衡调制电路,图620 二极管平衡调制器波形,图621 平衡调制器的一种实际线路,为进一步减少组合分量,可采用双平衡调制器(环形调制器)。在第5章已得到双平衡调制器输出电流的表达式(549),在u1=u,u2=uC的情况下,该式可表示为,(635),(636),经滤波后,有,图622 双平衡调制器电路及

9、波形,调制电压反向加于两桥的另一对角线上。如果忽略晶体管输入阻抗的影响,则图中ua(t)为,因晶体管交流电流iC=ieie=ue(t)/Re,所以输出电压为,(637),(638),图623 双桥构成的环形调制器,2) 差分对调制器 在单差分电路(图57)中,将载波电压uC加到线性通道,即uB=uC,调制信号u加到非线性通道,即uA=u,则双端输出电流io(t)为,(639),式中,I0=Ee/Re,m=UC/Ee,x=U/VT。经滤波后的输 出电压uo(t)为,(640),图624 差分对DSB调制器的波形,双差分对电路的差动输出电流为,(641),(642),若U、UC均很小,上式可近似为

10、,图625 双差分调制器实际线路,3. SSB调制电路 SSB信号是将双边带信号滤除一个边带形成的。根据滤除方法的不同,SSB信号产生方法有好几种,主要有滤波法和移相法两种。 1) 滤波法 图626是采用滤波法产生SSB的发射机框图。,图626 滤波法产生SSB信号的框图,图627 理想边带滤波器的衰减特性,2) 移相法 移相法是利用移相网络,对载波和调制信号进行适当的相移,以便在相加过程中将其中的一个边带抵消而获得SSB信号。在SSB信号分析中我们已经得到了式(625),重写如下:,图628 移相法SSB信号调制器,移相法的优点是省去了边带滤波器,但要把无用边带完全抑制掉,必须满足下列两个条

11、件: (1)两个调制器输出的振幅应完全相同 (2)移相网络必须对载频及调制信号均保证精确的2相移。,图629 移相法的另一种SSB调制器,6.2 调幅信号的解调,6.2.1 调幅解调的方法 振幅解调方法可分为包络检波和同步检波两大类。包络检波是指解调器输出电压与输入已调波的包络成正比的检波方法。由于AM信号的包络与调制信号成线性关系,因此包络检波只适用于AM波。其原理框图如图630所示。,图630 包络检波的原理框图,图631 同步解调器的框图,同步检波又可以分为乘积型(图632(a)和叠加型(图632(b)两类。它们都需要用恢复的载波信号ur进行解调。,图632 同步检波器,6.2.2 二极

12、管峰值包络检波器 1原理电路及工作原理 图633(a)是二极管峰值包络检波器的原理电路。它是由输入回路、二极管VD和RC低通滤波器组成。,式中,c为输入信号的载频,在超外差接收机中则 为中频I为调制频率。在理想情况下,RC网络的阻 抗Z应为,图633 二极管峰值包络检波器 (a)原理电路 (b)二极管导通 (c)二极管截止,图634 加入等幅波时检波器的工作过程,从这个过程可以得出下列几点: (1)检波过程就是信号源通过二极管给电容充电与电容对电阻R放电的交替重复过程。 (2)由于RC时常数远大于输入电压载波周期,放电慢,使得二极管负极永远处于正的较高的电位(因为输出电压接近于高频正弦波的峰值

13、,即UoUm)。 (3)二极管电流iD包含平均分量(此种情况为直流分量)Iav及高频分量。,图635 检波器稳态时的电流电压波形,图636 输入为AM信号时检波器的输出波形图,图637 输入为AM信号时,检波器二极管的电压及电流波形,图638 包络检波器的输出电路,2性能分析 1) 传输系数Kd 检波器传输系数Kd或称为检波系数、检波效率,是用来描述检波器对输入已调信号的解调能力或效率的一个物理量。若输入载波电压振幅为Um,输出直流电压为Uo,则Kd定义为,(643a),(643b),由于输入大信号,检波器工作在大信号状态,二极管的伏安特性可用折线近似。在考虑输入为等幅波,采用理想的高频滤波,

14、并以通过原点的折线表示二极管特性(忽略二极管的导通电压VP),则由图635有:,(644),(645),式中,uD=ui-uo,gD=1/rD,为电流通角,iD是周期 性余弦脉冲,其平均分量I0为,式中,0()、1()为电流分解系数。 由式(643(a)和图635可得,基频分量为,(646),(647),(648),由此可见,检波系数Kd是检波器电流iD的通角的函数,求出后,就可得Kd。 由式(646)Uo=I0R,有,(649),等式两边各除以cos,可得,(650),当gDR很大时,如gDR50时,tan-3/3, 代入式(6-50),有,(651),图639 KdgDR关系曲线图,图64

15、0 滤波电路对Kd的影响,2) 输入电阻Ri 检波器的输入阻抗包括输入电阻Ri及输入电容Ci,如图641所示。输入电阻是输入载波电压的振幅Um与检波器电流的基频分量振幅I1之比值,即,(652),输入电阻是前级的负载,它直接并入输入回路,影响 着回路的有效Q值及回路阻抗。由式(647),有,(653),图641 检波器的输入阻抗,当gDR50时,很小,sin-3/6, cos1-2/2,代入上式,可得,3检波器的失真 1)惰性失真 在二极管截止期间,电容C两端电压下降的速度取决于RC的时常数。,图642 惰性失真的波形,为了避免产生惰性失真,必须在任何一个高频周期内,使电容C通过R放电的速度大

16、于或等于包络的下降速度,即,(655),如果输入信号为单音调制的AM波,在t1时刻其包络 的变化速度为,(656),二极管停止导通的瞬间,电容两端电压uC近似为输入电压包络值,即uC=Um(1+mcost)。从t1时刻开始通过R放电的速度为,将式(656)和式(657)代入式(655),可得,实际上,不同的t1,U(t)和Cu的下降速度不同,为避免产生惰性失真,必须保证A值最大时,仍有Amax1。故令dadt1=0,得,代入式(658),得出不失真条件如下:,(659),(660),(661),图643 底部切削失真,2) 底部切削失真 底部切削失真又称为负峰切削失真。产生这种失真后,输出电压的波形如图643(c)所示。这种失真是因检波器的交直流负载不同引起的。 因为Cg较大,在音频一周内,其两端