第7章PWM控制技术2012培训课件

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1、1,第七章 PWM控制技术,2,第七章 PWM控制技术,7.1 PWM控制的基本原理 7.2 PWM逆变电路及其控制方法 7.3 PWM跟踪控制技术 7.4 PWM整流电路及其控制方法,3,引言,PWM（Pulse Width Modulation）控制就是对脉冲的宽度进行调制的技术，即通过对一系列脉冲的宽度进行调制，来等效地获得所需要波形（含形状和幅值）。 第5章的直流斩波电路实际上采用的就是PWM技术，第6章中涉及到PWM控制技术的地方有两处，一处是第6.1节中的斩控式交流调压电路，另一处是第6.4节矩阵式变频电路。 PWM控制技术在逆变电路中的应用最为广泛，对逆变电路的影响也最为深刻，现

2、在大量应用的逆变电路中，绝大部分都是PWM型逆变电路。,4,7.1 PWM控制的基本原理,面积等效原理 是PWM控制技术的重要理论基础。 原理内容：冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时，其效果基本相同。 冲量即指窄脉冲的面积。 效果基本相同，是指环节的输出响应波形基本相同。 如果把各输出波形用傅里叶变换分析，则其低频段非常接近，仅在高频段略有差异。 实例 将图7-1a、b、c、d所示的脉冲作为输入，加在图7-2a所示的R-L电路上，设其电流i(t)为电路的输出，图7-2b给出了不同窄脉冲时i(t)的响应波形。,图7-1 形状不同而冲量相同的各种窄脉冲,图7-2 冲量相同的各种窄脉冲

3、的响应波形,6,7.2 PWM逆变电路及其控制方法,7.2.1 计算法和调制法 7.2.2 异步调制和同步调制 7.2.3 规则采样法 7.2.4 PWM逆变电路的谐波分析 7.2.5 提高直流电压利用率和减少开关次数 7.2.6 空间矢量SVPWM控制 7.2.7 PWM逆变电路的多重化,7,7.2.1 计算法和调制法,计算法 根据逆变电路的正弦波输出频率、幅值和半个周期内的脉冲数，将PWM波形中各脉冲的宽度和间隔准确计算出来，按照计算结果控制逆变电路中各开关器件的通断，就可以得到所需要的PWM波形，这种方法称之为计算法。 计算法是很繁琐的，当需要输出的正弦波的频率、幅值或相位变化时，结果都

4、要变化。 调制法 把希望输出的波形作为调制信号，把接受调制的信号作为载波，通过信号波的调制得到所期望的PWM波形。 通常采用等腰三角波或锯齿波作为载波，其中等腰三角波应用最多。,8,单桥臂的逆变器为各种逆变器拓扑结构的基础。 为了便于分析，假定输入直流电压Vd恒定，且电源存在中点o。,逆变器的1个桥臂,调制法分析,9,以单桥臂逆变器为例说明SPWM控制方法,TA+,vAo,正半周波形,10,一个周期波形,vAo的基波和谐波？,脉冲宽度的变化规律？,11,不同开关周期之间， vcontrol是变化的，所以输出电压vAo在一个周期上的瞬时平均值也是变化的。该瞬时平均值就是vAo 基波 分量。,推导

5、基波幅值表达式,逆变器在SPWM方式下，控制ma可改变输出电压的基波幅值，控制f1可改变输出电压的基波频率。,基波电压峰值,12,正常调制方式（ ma 1）,SPWM控制参数的选择调制方式,ma 1 时，SPWM处于线性工作区,此时，SPWM将谐波推到高频区域（开关频率以上） 缺点是基波的最大幅值不够高。,13,过调制方式（ ma 1）,ma 1时，可提高输出电压中基波的最大幅值。此时的调制方式称为过调制。 过调制的缺点是输出电压中包含更多的谐波，且存在基波频率附近的谐波。,14,过调制的另一个缺点是基波幅值与ma 是非线性关系。,ma 9) ma 1时，基波的峰值与ma 不是线性关系，且与m

6、f 有关。 ma 足够大时，输出波形由PWM波变为方波,过调制模式常用于感应电机驱动，而不用于对波形畸变要求较高的不间断电源。,15,逆变器的方波控制方式,方波控制方式是PWM控制的特例。（ ma 足够大时） 方波控制方式下，在期望输出频率的一个周期内，桥臂上的每个开关持续导通半个周期。（只开关1次） 优点是器件开关频率低，适用于大功率场合。 缺点是谐波含量高，且逆变器不能控制输出电压幅值。,16,控制和输出波形,三相逆变器的SPWM控制,为了获得平衡的三相输出电压，每个桥臂分别由一个控制信号来调制，三个控制信号互差120。 输出线电压vAB, vBC, vCA的基波也互差 120,以A桥臂的

7、控制为例,17,线性调制(ma1),每桥臂输出电压的基波幅值,输出线电压的基波有效值,18,过调制(ma1),过调制时，控制信号的峰值超过三角波的峰值。可获得较高的输出电压。 过调制时，ma与VLL1之间为非线性关系。 输出线电压的基波有效值,19,7.2.1 计算法和调制法,图7-4 单相桥式PWM逆变电路,单相桥式PWM逆变电路（调制法） 电路工作过程 工作时V1和V2通断互补，V3和V4通断也互补，比如在uo正半周，V1导通，V2关断，V3和V4交替通断。 负载电流比电压滞后，在电压正半周，电流有一段区间为正，一段区间为负。 在负载电流为正的区间，V1和V4导通时，uo=Ud。 V4关断

8、时，负载电流通过V1和VD3续流，uo=0。 在负载电流为负的区间，仍为V1和V4导通时，因io为负，故io实际上从VD1和VD4流过，仍有uo=Ud。 V4关断，V3开通后，io从V3和VD1续流，uo=0。 uo总可以得到Ud和零两种电平。 在uo的负半周，让V2保持通态，V1保持断态，V3和V4交替通断，负载电压uo可以得到-Ud和零两种电平。,20,单极性PWM控制方式 调制信号ur为正弦波，载波uc在ur的正半周为正极性的三角波，在ur的负半周为负极性的三角波。 在ur的正半周，V1保持通态，V2保持断态。 当uruc时使V4导通，V3关断， uo=Ud。 当uruc时使V3关断，V

9、4导通， uo=0。,图7-5 单极性PWM控制方式波形,7.2.1 计算法和调制法,21,图7-6 双极性PWM控制方式波形,双极性PWM控制方式 在调制信号ur和载波信号uc的交点时刻控制各开关器件的通断。 在ur的半个周期内，三角波载波有正有负，所得的PWM波也是有正有负，在ur的一个周期内，输出的PWM波只有Ud两种电平。 在ur的正负半周，对各开关器件的控制规律相同。 当uruc时，V1和V4导通，V2和V3关断，这时如io0，则V1和V4通，如io0，则VD2和VD3通，不管哪种情况都是uo=-Ud。,7.2.1 计算法和调制法,22,双极性SPWM控制方式,两桥臂互补控制，每开关

10、周期内输出电压极性正负变化,23,器件开关规律,输出电压基波幅值,单桥臂逆变器的分析方法完全适合全桥式逆变器,B桥臂输出电压与A桥臂输出电压极性相反,逆变器总的输出电压,逆变器的输出电压,24,图7-7 三相桥式PWM型逆变电路,三相桥式PWM逆变电路（调制法） 采用双极性控制方式。 U、V和W三相的PWM控制通常公用一个三角波载波uc，三相的调制信号urU、urV和urW依次相差120。,图7-8 三相桥式PWM逆变电路波形,7.2.1 计算法和调制法,25,电路工作过程（U相为例） 当urUuc时，上桥臂V1导通，下桥臂V4关断，则U相相对于直流电源假想中点N的输出电压uUN=Ud/2。

11、当urUuc时，V4导通，V1关断，则uUN=-Ud/2。 V1和V4的驱动信号始终是互补的。 当给V1(V4)加导通信号时，可能是V1(V4)导通，也可能是二极管VD1(VD4)续流导通，这要由阻感负载中电流的方向来决定。 uUN、uVN和uWN的PWM波形都只有Ud/2两种电平。,图7-7 三相桥式PWM型逆变电路,图7-8 三相桥式PWM逆变电路波形,7.2.1 计算法和调制法,26,图7-8 三相桥式PWM逆变电路波形,输出线电压PWM波由Ud和0三种电平构成。 当臂1和6导通时，uUV=Ud。 当臂3和4导通时，uUV=Ud。 当臂1和3或臂4和6导通时，uUV=0。 负载相电压uU

12、N可由下式求得,负载相电压的PWM波由(2/3)Ud、(1/3)Ud和0共5种电平组成。,为了防止上下两个臂直通而造成短路，在上下两臂通断切换时要留一小段上下臂都施加关断信号的死区时间。,7.2.1 计算法和调制法,27,图7-9 特定谐波消去法的输出PWM波形,特定谐波消去法 是计算法中一种较有代表性的方法。 如果在输出电压半个周期内开关器件开通和关断各k次，考虑到PWM波四分之一周期对称，共有k个开关时刻可以控制，除去用一个自由度来控制基波幅值外，可以消去k1个频率的特定谐波。 以三相桥式PWM型逆变电路中的uUN波形为例 在输出电压的半个周期内，器件开通和关断各3次（不包括0和时刻），共

13、有6个开关时刻可以控制。,7.2.1 计算法和调制法,28,为了消除偶次谐波，应使波形正负两半周期镜对称，即,为了消除谐波中的余弦项，简化计算过程，应使波形在正半周期内前后1/4周期以/2为轴线对称，即,同时满足式(7-1)和式(7-2)的波形称为四分之一周期对称波形，这种波形可用傅里叶级数表示为,式中，an为,(7-1),(7-2),(7-3),7.2.1 计算法和调制法,29,图7-9 特定谐波消去法的输出PWM波形,因为图7-9的波形是四分之一周期对称的，所以在一个周期内的12个开关时刻（不包括0和时刻）中，能够独立控制的只有1、2和3共3个时刻，该波形的an为,7.2.1 计算法和调制

14、法,30,在三相对称电路的线电压中，相电压所含的3次谐波相互抵消，因此通常可以考虑消去5次和7次谐波，根据需要确定基波分量a1的值，再令a5和a7等于0，就可以建立三个方程，联立可求得1、2和3。,这样可以消去两种特定频率的谐波，对于给定的基波幅值a1，求解上述方程可得一组1、2和3，基波幅值a1改变时，1、2和3也相应地改变。,(7-5),7.2.1 计算法和调制法,31,7.2.2 异步调制和同步调制,载波频率fc与调制信号频率fr之比N= fc/fr称为载波比，根据载波和信号波是否同步及载波比的变化情况，PWM调制方式可分为异步调制和同步调制两种。 异步调制 载波信号和调制信号不保持同步

15、的调制方式称为异步调制。 通常保持载波频率fc固定不变，因而当信号波频率fr变化时，载波比N是变化的。 在信号波的半个周期内，PWM波的脉冲个数不固定，相位也不固定，正负半周期的脉冲不对称，半周期内前后1/4周期的脉冲也不对称。 当fr较低时，N较大，一周期内脉冲数较多，脉冲不对称产生的不利影响都较小，PWM波形接近正弦波。 当fr增高时，N减小，一周期内的脉冲数减少，PWM脉冲不对称的影响就变大，输出PWM波和正弦波的差异变大，对于三相PWM型逆变电路来说，三相输出的对称性也变差。 在采用异步调制方式时，希望采用较高的载波频率，以使在信号波频率较高时仍能保持较大的载波比。,32,7.2.2

16、异步调制和同步调制,图7-10 同步调制三相PWM波形,同步调制 载波比N等于常数，并在变频时使载波和信号波保持同步的方式称为同步调制。 fr变化时载波比N不变，信号波一个周期内输出的脉冲数是固定的，脉冲相位也是固定的。 在三相PWM逆变电路中，通常公用一个三角波载波，为了使三相输出波形严格对称和一相的PWM波正负半周镜对称，取N为3的整数倍且为奇数。 当逆变电路输出频率很低时，同步调制时的fc也很低，fc过低时由调制带来的谐波不易滤除，当负载为电动机时也会带来较大的转矩脉动和噪声；当逆变电路输出频率很高时，同步调制时的fc会过高，使开关器件难以承受。,33,7.2.2 异步调制和同步调制,图7-11 分段同步调制方式举例,分段同步调制 把fr范围划分成若干个频段，每个频段内都保持载波比N为恒定，不同频段的载波比不同。 在fr高的频段