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1、開關電源中的同步整流技術,引言,隨著計算機通信设备及新的网络产品市场需求的迅速增长，未来的电源市场是非常乐观的。市场对功率变换器的需求更是呈现迅速上升趋势。功率变换也向低输出电压（最低可低到1.2V）、高输出电流、低成本、高频化（400500kHz）高功率密度、高可靠性、高效率的方向发展。 整流电路作为開關電源的重要组成部分，对整机性能的影响很大。传统的整流电路采用功率二极管，由于二极管的通态压降较高（典型值有0.4V0.6V），因此整流损耗较大。而为了满足各种数据处理集成电路对更快速、更低功耗和更高集成度的要求，集成芯片工作电压将进一步降低到1V3V.在DC/DC变换器输出如此低的电压时，整
2、流部分的功耗占输出功率的比重将更大，致使整机效率更低，成为电源小型化、模块化的障碍。应用同步整流技术，用低导通电阻MOSFET代替常规整流二极管，可以大大降低整流部分的功耗，提高变换器的性能，实现电源的高效率，高功率密度,SI-SBD用作輸出整流二極管時Pf/Po於Vo的關係(Vdf=0.4V),DC-DC變換器Pf/Po 於Vo關係(用Vdf=0.1V的同步整流管),傳統整流方式與同步整流比較,同步整流技术是通过控制功率MOSFET的驱动电路，来利用功率MOSFET实现整流功能的技术。一般驱动频率固定，可达200kHz以上，门极驱动可以采用交叉耦合(Cross-coupled)或外加驱动信号
3、配合死区时间控制实现。 同步整流技术出现较早，但早期的技术很难转换为产品，这是由于当时 1)驱动技术不成熟，可靠性不高，现在技术已逐步成熟，出现了专 用同步整流驱动芯片，如IR1176,ST的STSRX系列(STSR2單端正激變換器用, STSR3FLYBACK變換器用, STSR4則用於推挽,半橋或者全橋變換器使用)；MAXIM公司的MAX505X系列等; (可能出於成本方面的原因,目前公司的全部產品還是採用傳統的自驅動方式,Server中為電壓驅動方式,Adapter中為電流驅動方式) 2)专用配套的低导通电阻功率MOSFET还未投放市场； 3)还未采用MOSFET并联肖特基二极管以降低寄
4、生二极管的导通损耗 (目前大功率的全橋電路,如PS-3701-1,PS-4731-1C,PS-2142-1D的同步整流電路中都有此二極管出現) 4)在产品设计中没有解决分布电感对MOSFET开关损耗的影响。,幾種常見的副邊整流電路,半波整流電路,幾種常見的副邊整流電路,全波整流電路,幾種常見的副邊整流電路,倍流整流電路,幾種常見的副邊整流電路,全橋整流電路,全桥整流比其它三种整流方式多用两个整流管，使导通损耗大大增加，因而不太适合用于低压/大电流输出场合。 不作介紹,MOSFET半波整流(SR)原理波形,MOSFET全波整流原理波形,倍流整流电路的原理分析,早在1919年，“倍流整流”思想在汞
5、弧管整流电路中就有人提出它是从全桥整流方式演化而来,即用两只独立的，数值相同的电感代替全桥整流拓扑中的一组整流管，保持“全桥整流”的形式，经过适当变形，即得到倍流整流拓扑形式,倍流整流拓扑及其原理波形,（1）t0t1：变压器副边绕组上为正压，SR2处于导通状态，SR1处于关断状态,电感L1上电流上升，L2上电流下降。对应如下关系式：VL1=V2V0=L1（1）VL2=V0=L2（2） （2）t1t2：变压器副边绕组电压为零，整流管SR1、 SR2都导通。通过电感L1、L2的电流都在减小，处于续流状态。对应关系式为VL1=V0=L1（3）VL2=V0=L2（4） （3）t2t3：变压器副边绕组上
6、为负压,功率管SR1 处于导通状态，SR2处于关断态，电感L1上电流下降，L2上电流上升。对应关系式为：VL1=V0=L1（5）VL2=V2V0=L2（6）,（4）t3t4：变压器副边绕组电压为零，整流管SR1、SR2都导通。通过电感L1、L2的电流都在减小，处于续流状态。对应电路方程与t1t2时段相同。 在一个完整的开关周期Ts中，通过电感L1、L2的电流，都是在各自的0DTs时间段内增加；在（1D）Ts时间段内减小，且两段时间内电流增加量与减小量相等。对应如下关系式：L=V2V0，L=V0，i()=i() 整理后可得： V0=DV2(7),实质就是两个电感的交错并联。电感L1与L2上的电压
7、和流过电流相位相差180，在变压器副边绕组电压非零时，流过L1、L2的电流一增一减，实现了iL1、iL2的纹波电流互消，从而使总的负载电流（i0=iL1iL2）纹波大大减小。在输出电压纹波要求相同的情况下，这种倍流整流方式使得L1、L2显著减小，加快了功率级的动态响应。 电感L1、L2电流波形相差180，其合成电流（i0=iL1iL2）纹波峰峰值与iL1、iL2纹波峰峰值的关系，用电流互消比例K12表示，K12与占空比D有关，关系式如下：K12=2（D0.5）（8） 其对应的关系如下图所示。从图中可以直观地看出，当D=0.5，即V2=2V0时，才有完全的纹波互消作用（输出电流实现零纹波），D偏
8、离0.5越远，纹波互消作用越差。当D=0.25时，纹波互消比例只有67。因此，在倍流整流拓扑中，为了利用其纹波互消作用，希望D在0.5附近。,电感电流纹波互消作用示意,特别需要指出的是，倍流整流拓扑这一电路形式特别适合于应用磁集成技术。一般可采用两种集成思路：两只电感集成在一只磁芯上，以及两只电感和变压器集成在一只磁芯上。在倍流整流拓扑中，虽然由电感电流交错合成后的电流纹波较小，但分别流过分立电感L1、L2上的电流纹波却较大，因此在采用分立电感元件时，对应每只电感的磁通脉动量较大，引起较大的磁芯损耗，影响整机效率；把电感L1、L2集成在一只磁芯上（如EE或EI型），电感绕组分别绕制在两只外腿上
9、，对应的磁通在中心柱上交叠，可以实现磁通脉动量的互消作用，从而大大减小中心柱的磁芯损耗和磁芯体积。对应的示意图如图9所示更进一步，可把三个分立磁性元件集成在一只磁芯上10，如图10所示，同时实现了磁芯和绕组的集成，从而大大减小了磁性元件所占的总体积，简化了布局及封装设计，与半波、全波整流相比，具有显著的优越性。,磁通脉动互消作用示意,两电感磁芯集成示意,三个分立磁性元件的集成,同步整流MOSFET驱动方式 同步整流驱动方式主要分自驱动型和外驱动型两类，而自驱动型又分为电压型和电流型两种。 电压型自驱动同步整流电路简单，驱动信号多直接取自主变压器,其缺點是: 門極驅動電壓Vg未必是常數,它與占空
10、比幾輸入電壓有關.黨占空比幾輸入電壓變化範圍太大時, Vg太大,或太小. 电流型自驱动同步整流电路较复杂，但驱动同步性好(说俗点：该通肯定通；该关马上关)，除纯直流场合没有优势外，只要该用低压整流管的场合，都可以直接使用。 其中外驱动型是以外部驱动信号(如驱动开关管的PWM波;專用IC,经驱动变压器产生)来驱动MOS管，做同步整流管驱动信號;其缺點是:需要有控制檢測,定時邏輯,同步變換器以及高速驅動電路等,比較複雜,價格貴,開發週期長等,一定程度上限制了外驅動同步整流方式的廣泛應用.,电压型自驱动同步整流电路,电流驱动同步整流技术,外驱动同步整流技术,外驱动引入的原因 控制驱动同步整流的一个主
11、要问题是如何产生驱动MODFET的信号而又能避免两只MOSFET出现同时导通的现象。必须防止正激式转换器中两只MOSFET同时导通的现象，或者防止回扫式转换器中同步MOSFET和主开关MOSFEF出现同时导通的现象。 以正激變換器為例,当主开关MOSFET导通时，电压Vs是趋向於成为正电压。这个电压使得整流MOSFET（FR）中的体内二极管成为正偏置。而且，由於检测高电平Vs与续流MOSFET（FW）的关断之间存在延迟，在t0-t1.这段时间内，续流MOSFET、整流MOSFET中的体内二极管、以及隔离变压器的副边便形成短路回路，在其中流过的电流在理论上不受限制。短路电流的数值只受到电路中寄生
12、参数的限制，而且最终是由PWM中的保护电路来限制短路电流。 对於整流MOSFET关断过程，这些考虑同样成立，对於其他的隔离式转换器要关断的开关器件也同样是适用的。为了避免出现这种恶劣的情况出现，必须先把续流MOSFET关断，然後整流MOSFET才由关断变成导通。,副邊形成短路回路,STSRX系列內部框架,系统的工作原理 第一个开关周期：在时钟输入信号的上升沿， 两个加数/减数（UP/DOWN）计数器中的第一个计数器工作在计数增加状态，开始对内部时钟（CKI）的脉冲进行计数。在时钟输入信号的下一个上升沿（第一个周期TS结束时），计数器停止计数。计算到的脉冲数为n2，它代表开关周期的时间长短。这个数据存放在起来，以便在下一个开关周期使用。 第二个开关周期：在CK输入的上升沿，第一个计数器工作在减数状态，对内部时钟脉冲进行减数计数，计算到脉冲数为n2-x2时，停止计数。在此时，OUT2 由高电平转变为低电平。第二个计数器则计算内部时钟新的脉冲数，将开关周期TS更新。OUT2由高平转变为低电平的提前量的数值为x2TI ，是由时间提前量Anticipation2 这个输入来确定。在每个周期，计数器的功能，是进行加数计数还是做减数计数，是相对於前一个周期而互相交换的。,OUT2 的时间提前量的产生,The end!,
